4. 接收机¶
接收机是几乎所有类型电子战系统的重要组成部分。接收机种类繁多，其特性决定了其作用。本章首先介绍电子战应用中最重要的几类接收机。然后，介绍在单一应用中组合多种接收机的接收机系统。最后，将讨论各种接收机类型的灵敏度计算。
理想的电子战接收机应当能够在所有频率范围内，\(100 \%\) 检测所有类型的信号，并具有极佳的灵敏度。它能够检测和解调多个同时出现的信号，包括强信号环境中的极弱信号。同时它还应小巧、轻便、低功耗且廉价。
遗憾的是，这样的接收机尚未出现。大多数复杂系统结合多种接收机类型，以在特定的预期信号环境中获得最佳效果。表 4.1 列出了电子战系统中最常见的九类接收机及其一般特性。表 4.2 则列出了各类接收机的具体能力。
表 4.1 电子战系统中常用的接收机类型
| 接收机类型 | 一般特性 |
|---|---|
| 晶体视频（Crystal video） | 宽带瞬时覆盖；低灵敏度、无选择性；主要用于脉冲信号 |
| IFM | 覆盖、灵敏度和选择性与晶体视频相似；可测量接收信号的频率 |
| TRF | 类似晶体视频，但提供频率隔离，灵敏度略好 |
| 超外差（Superheterodyne） | 最常见的接收机类型；选择性和灵敏度良好 |
| 固定调谐（Fixed tuned） | 良好选择性和灵敏度；专用于单一信号 |
| 通道化（Channelized） | 将选择性与灵敏度与宽带覆盖结合 |
| 布拉格池（Bragg cell） | 宽带瞬时覆盖；低动态范围；可同时处理多信号；不解调 |
| 压缩式（Compressive） | 提供频率隔离；测量频率；不解调 |
| 数字（Digital） | 高度灵活；可处理参数未知的信号 |
表 4.2 电子战接收机的特性
| 接收机类型 | 接收机能力 | |||||||||
|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|---|
| 接收脉冲 | 接收 CW | 测量频率 | 选择性 | 多信号 | 灵敏度 | 频率覆盖 | 截获概率 | 动态范围 | 解调信号 | |
| 晶体视频 | Y | N | N | P | N | P | G | G | G | Y |
| IFM | Y | Y | Y | P | N | P | G | G | M | N |
| TRF | Y | Y | Y | M | Y | P | G | P | G | Y |
| 超外差 | Y | Y | Y | G | Y | G | G | P | G | Y |
| 固定调谐 | Y | Y | Y | G | Y | G | P | P | G | Y |
| 通道化 | Y | Y | Y | G • | \(Y^{\prime}\) | G. | G | G. | G | Y |
| 布拉格池 | Y | Y | Y | G | Y | M | G | G | P | N |
| 压缩式 | Y | Y | Y | G | Y | G | G | G | G | N |
| 数字 | Y | Y | Y | G | Y | G | G | M | G | Y |
说明：G = 良好，M = 中等，P = 较差，Y = 是，N = 否
总体而言，晶体视频和瞬时频率测量（IFM）接收机用于在高密度脉冲信号环境下运行的低到中成本系统。它们都能提供宽频率范围的 \(100 \%\) 覆盖，但无法优雅地处理多个同时出现的信号。因此，在其频率范围内的任何高功率连续波信号都会严重降低其接收脉冲的能力。此外，它们灵敏度较低，因此最适合应对强信号。在现代系统中，它们通常与窄带接收机组合，以应对问题场景。
由于固定调谐和超外差接收机是窄带的，它们常与其他类型的接收机组合，以隔离同时信号并提高灵敏度。调谐射频（TRF）接收机也能隔离同时信号。但这些类型的缺点在于，它们在任一时刻仅覆盖频谱中的狭窄部分，从而降低了接收意外信号的概率。
布拉格池和压缩式接收机能够瞬时覆盖宽频率范围，并能处理多个同时信号，但它们不解调信号。
通道化和数字接收机是未来的发展方向。它们提供了电子战系统所需的大部分性能参数，但其尺寸、重量和功耗反映了当前元件和子系统小型化的水平。在当前技术条件下，这两类接收机在尺寸、重量和功耗上的需求都很高，且成本昂贵，因此通常只在相对复杂的系统中执行最困难的部分任务。
接下来，将介绍具体类型的接收机……
4.1 晶体视频接收机¶
晶体视频接收机是目前应用中最简单的一类接收机。它由一个晶体（二极管）检波器和一个视频放大器组成。它对输入检波器的所有信号进行幅度解调，从直流（除非检波器通过交流耦合连接到放大器）到甚高的微波频率。这些信号的幅度调制在视频放大器中被组合并输出。
为了有用，晶体视频接收机通常在其前端接一个带通滤波器，以便只接收并输出某一感兴趣频段内的信号（例如 \(2-4 \mathrm{GHz}\)）。通常，该类接收机中使用对数量程视频放大器，以提供宽动态范围。
输入到晶体检波器的信号功率较低，使得检波器工作在线性平方区，即输出是输入功率的函数，而非信号电压的函数。（在其他类型的接收机中，检波发生在约 10 mW 时，此时检波器工作在线性区。）在其 1956 年的经典论文中，Bill Ayer 博士给出了“良好”的 1956 年代检波二极管的灵敏度图表：在 \(0-\mathrm{dB}\) 信噪比（SNR）条件下，灵敏度 \(\approx-54+5 \log _{10} B_{V} \mathrm{dBm}\)（其中 \(B_{V}\) 为视频带宽，单位为 MHz）。考虑到大多数电子战系统依赖自动脉冲处理（需要 15 dB 或更高的 SNR），并且必须具有足够宽的带宽以处理最窄的预期脉冲，今天晶体视频接收机的经验灵敏度范围是 -40 至 -45 dBm。
图 4.1 晶体视频接收机通常与带通滤波器和前置放大器配合使用，以调整其频率覆盖并提高其频率覆盖和灵敏度。
晶体视频接收机的输出是一系列脉冲，其幅度与每个接收 RF 脉冲的接收信号功率成正比，且起止时间相同。当两个接收脉冲重叠时，输出将是二者的组合。带内的强连续波（CW）信号会与所有脉冲叠加，从而在视频输出中扭曲其幅度。
如图 4.1 所示，晶体视频接收机通常接在带通滤波器和前置放大器之后。在最佳前置放大器增益条件下（也在 Ayer 博士的论文中定义），带前置放大器的晶体视频接收机的灵敏度为：
其中 \(S_{\max }\) = 在最佳前置放大器增益下的灵敏度（dBm）；\(N_{P A}\) = 前置放大器噪声系数（dB）；\(B_{e}\) = 有效带宽（MHz），其公式为 \(\left(2 B_{r} B_{v}-B_{v 2}\right)^{1 / 2}\)；\(\mathrm{SNR}_{\mathrm{RQD}}\) = 所需信噪比（dB）。
在现代晶体视频接收机的典型配置下，结合自动处理输出，前置放大器将灵敏度提升至 -65 至 -70 dBm 范围。
4.2 IFM 接收机¶
瞬时频率测量（IFM）接收机的功能正如其名称所示。基本的 IFM 电路会产生一对与接收信号射频相关的信号。这些信号被数字化，以产生直接的数字频率读数。如图 4.2 所示，输入是带宽受限的。IFM 电路中的延迟线将其输出范围设置为在输入频带内实现无歧义且高精度的频率覆盖。由于 IFM 电路对信号电平也敏感，因此输入信号首先通过硬限幅放大器，以产生恒定电平的信号。
图 4.2 瞬时频率测量接收机能够对脉冲或 CW 信号的射频频率给出数字读数。
带前置放大器的 IFM 接收机灵敏度大致与晶体视频接收机相同，但动态范围略小。图 4.2 中的可切换衰减器扩展了其动态范围，使其与晶体视频接收机相当。典型的 IFM 接收机能以约输入频带的 \(1/1000\) 分辨率测量信号频率（例如，在 \(2-4 \mathrm{GHz}\) 范围内有 2 MHz 的分辨率）。它的速度足够快，可以在极短的脉冲（微秒的一小部分）期间测量频率，但若存在多个强度相当的信号，则读数无意义。带内的强 CW 信号会使 IFM 无法准确测量任何脉冲的频率。
4.3 调谐射频（TRF）接收机¶
在无线电发展早期，许多接收机采用调谐射频（TRF）设计。它们在接收信号的实际频率上具有多级调谐滤波与增益。由于超外差方法的简单性，真正的 TRF 接收机设计已基本被取代。然而，如图 4.3 所示，在电子战接收机设计中仍然存在一种被称为 TRF 的方式。
图 4.3 与可调谐 YIG 滤波器结合使用的晶体视频接收机通常被称为调谐射频接收机。
TRF 接收机本质上是带有调谐 YIG 带通滤波器的晶体视频接收机。这使得晶体视频接收机能够处理多个同时信号，并且由于 RF 带宽变窄，灵敏度有所提高。在系统应用中，TRF 接收机之前还可能增加额外的前置放大器和切换式衰减器，以扩展其动态范围。
4.4 超外差接收机¶
超外差接收机极其灵活。由于采用线性检波器或鉴频器，它能够在其前检波带宽与后检波处理增益的函数下，提供最佳的灵敏度。基本的超外差接收机通过调谐本地振荡器（LO），将 RF 频率范围的一部分“外差”到固定的中频（IF）带。固定 IF 能够更高效地提供必要的增益和滤波选择性。
通过增加调谐“预选器”滤波器并与本地振荡器联动控制，只选择输入频谱的一部分转变为 IF 带宽，从而实现与干扰信号的隔离。图 4.4 展示了带预选器调谐的简单超外差接收机。
通过调节预选器与 IF 带宽，可以在灵敏度、选择性与瞬时频谱覆盖之间实现最佳组合。更复杂的超外差接收机设计（包括多次变频）有时需要用于覆盖大频率范围，或在复杂信号环境中提供大范围隔离。接收机通常具有可选的 IF 带宽和可切换的检波器/鉴频器，以应对不同的信号调制方式。
图 4.4 超外差接收机通过选择滤波器参数，在灵敏度、选择性和带宽之间提供最佳权衡。
超外差接收机通常用于本质上为窄带的电子战与侦察系统（例如，通信频段 ESM 系统和许多 ELINT 收集系统）。它们也常被添加到宽带系统中，用于处理复杂情况（例如 CW 信号的详细参数分析）。
4.5 固定调谐接收机¶
在必须监测单一信号（或始终位于单一频率的多个信号）的情况下，固定调谐接收机可能是合适的。它通常是一个真正的 TRF 接收机，或者是具有预设 LO 的超外差接收机。在任何情况下，该类接收机都能在单一频率下实现 \(100 \%\) 截获概率。
4.6 通道化接收机¶
一组固定频率接收机，其通带连续排列（通常为一个接收机的 \(3-\mathrm{dB}\) 带宽上限与下一个接收机的 \(3-\mathrm{dB}\) 带宽下限相同），称为通道化接收机（如图 4.5）。这是理想接收机类型之一。它为各通道内的信号提供解调输出，可以具有窄带宽，从而提供优异的灵敏度与选择性。它对其频率范围内的信号具有 \(100 \%\) 截获概率，且可对不同频率通道内的多个同时信号实现全功能接收。
问题当然在于实现的复杂性。如果你希望在 \(2-4 \mathrm{GHz}\) 频率范围内实现 1 MHz 的隔离，就需要 2000 个通道。这意味着 2000 个独立接收机——尺寸、重量和功耗均为单个接收机的 2000 倍。好消息是封装技术正在进步。小型化技术正以惊人的速度降低每通道的尺寸、重量、功耗和成本——但这些尚不足以使通道化接收机可以随意应用。
图 4.5 通道化接收机由一组固定调谐接收机构成，覆盖一定频率范围，从而实现 \(100 \%\) 接收和检测多个同时信号。
典型的通道化接收机有 10 或 20 个通道，覆盖电子战系统必须处理频率范围的 \(10 \%\) 或 \(20 \%\)。通过使用可切换的频率变换器，选择系统频率范围的一部分并移至单个通道化接收机覆盖的频段。通道化接收机因此被应用于解决复杂问题（例如 CW 信号、多个同时信号或特别关键的参数），无论它们出现在电子战系统频率范围的何处。它是一种宝贵的资源，会在计算机控制下根据既定的优先级方案被谨慎使用。
4.7 布拉格池接收机¶
如图 4.6 所示，布拉格池接收机是一种能够处理多个同时信号的瞬时频谱分析仪。经放大的 RF 信号被加到晶体“布拉格池”上，晶体通过产生内部压缩条纹响应输入信号，这些条纹间距与接收输入 RF 信号的波长成比例。这使得激光束以与输入 RF 频率成比例的角度衍射。衍射光束集束到光探测阵列上。该阵列检测衍射光束各分量的偏转角度，并产生输出信号，由此可得出输入中存在的所有信号频率的数字读数。
图 4.6 布拉格池接收机提供瞬时、全频带的频率测量，并能处理多个同时信号。
在应用中，布拉格池接收机用于确定存在的信号频率，以便窄带接收机能快速调谐并处理这些信号。其灵敏度大体上与具有相同频率分辨率的超外差接收机相当。
布拉格池接收机的动态范围有限——这是一个“近 30 年来一直快要被解决”的问题。虽然它适用于某些应用，但随着通道化接收机和数字接收机技术的不断进步，布拉格池技术正逐渐被取代。
4.8 压缩式接收机¶
图 4.7 展示了压缩式接收机（也称微扫描接收机）的框图。它本质上是一个快速调谐的超外差接收机。通常情况下，超外差接收机（或其他窄带接收机）的调谐速率仅足以使其带宽在某个频率驻留的时间大于或等于其带宽（例如，一个带宽为 \(1-\mathrm{MHz}\) 的接收机必须在每个频率驻留至少 \(1 \mu \mathrm{sec}\)）。压缩式接收机的调谐速率远高于这一速率，但其输出通过一个延迟与频率成比例的压缩滤波器。延迟与频率的斜率正好补偿了接收机的扫描速率。因此，当接收机带宽扫描信号时，其输出被相干时间压缩为一个强信号尖峰。结果输出为接收机调谐覆盖频段的频谱显示。
图 4.7 压缩式接收机的扫描速率远快于正常单带宽限制，并使用匹配的压缩滤波器来积分接收信号，以测量接收机频率范围内的所有信号频率。
与布拉格池类似，压缩式接收机对多个同时信号提供 \(100 \%\) 截获概率，其灵敏度等同于相同频率分辨率的常规超外差接收机，但提供了更好的动态范围。同布拉格池一样，它无法解调信号，因此通常最适合用于发现新信号并交由窄带接收机处理。
4.9 数字接收机¶
数字接收机似乎是未来的希望（见图 4.8）。它基本上通过数字化信号并在计算机中处理。由于软件可以功能性地模拟任何类型的滤波器或解调器（包括一些无法用硬件实现的），因此数字化信号可以被最优地滤波、解调、后检波处理等。
问题在于实现。最关键的元件是模数转换器（A/D）。为了向计算机提供足够的信号，必须对被数字化信号中最高频率的每个周期至少采样两次。尽管前沿技术几乎每天都在进步，但在可数字化的最高频率和可提供的最大分辨率上仍存在限制。
计算机的处理能力有限（尽管几乎每天也在增长）。这种处理能力限制了信号数据吞吐量。而复杂的软件需要大量的存储和处理内存。计算机能力与尺寸、重量、功耗和成本之间存在复杂的互动关系。
虽然前沿技术正在朝着正确的方向发展，但实现全频段数字接收机通常仍不切实际，因此系统必须将部分频率范围变换到数字接收机所覆盖的频带。该频带有时被变换为“零中频”（IF 的下边界接近直流），或者 IF 被“欠采样”。欠采样发生在采样率远低于 IF 频率时，但等于被数字化信号最高调制速率的两倍。
图 4.8 数字接收机对其中频通带进行数字化，然后通过软件实现滤波与解调功能，以恢复接收信号。
4.10 接收机系统¶
几乎所有现代电子战（EW）和侦察系统都需要多种类型的接收机协同工作，才能充分发挥其功能。典型的接收机系统（或子系统）配置如图 4.9 所示。来自一个或多个天线的输入信号，如果所有接收机都在整个频率范围内工作，则通过功率分配器分配；如果接收机分别工作在系统频率范围的不同部分，则通过复用器进行分配。在复杂系统中，信号分配通常结合了这两种方式。
在具有窄带接收机需求的电子战/侦察系统中，常见做法是由单个接收机（或接收机组）负责搜索新信号，然后将其移交给专用接收机。这些专用接收机保持在指定的频率、带宽和解调设置下，直至完成信号分析，除非被重新分配去处理更高优先级的信号。
另一种常见做法是使用一台特殊处理接收机——通常比其他接收机更复杂——为几个监视接收机正在处理的信号提供额外信息。
以下是一些典型应用的例子，说明了在电子战或侦察系统中，多种接收机类型协同运行的方式。这些例子并不涵盖所有可能的方法，而是用来说明几个重要的接收机系统问题。
图 4.9 几乎所有现代电子战和侦察系统都包括多种类型的接收机，以最佳方式处理不同任务。
4.10.1 晶体视频接收机与 IFM 接收机的结合¶
由于电子支援系统，特别是雷达告警接收机（RWR），必须快速确定每个接收脉冲的所有参数，因此常将晶体视频接收机与瞬时频率测量（IFM）接收机结合使用（如图 4.10）。晶体视频接收机测量脉冲幅度、起始时间和终止时间，而 IFM 单元测量每个脉冲的频率。
图 4.10 晶体视频接收机与瞬时频率测量接收机常结合使用，在高密度信号环境中提供脉冲参数数据。
复用器将输入频率范围划分，使每个晶体视频通道覆盖不同频段（例如 \(2-4 \mathrm{GHz}\)、\(4-6 \mathrm{GHz}\) 和 \(6-8 \mathrm{GHz}\)）。频率变换器将这些频段分别折叠到一个单一的频率范围，作为 IFM 的输入（如 \(2-4 \mathrm{GHz}\)）。因此，IFM 输出是有歧义的（3 GHz、5 GHz 和 7 GHz 在 IFM 中都表现为 3 GHz）。然而，脉冲分析器接收来自各频段的脉冲。通过将 IFM 测得频率的时间与各频段接收脉冲的时间进行相关，脉冲分析器可以消除 IFM 测量的歧义。
4.10.2 处理复杂信号的接收机¶
当预期在宽频率范围信号环境中出现一定数量“难以处理”的信号时，解决方法是在配置中选择性地使用特殊接收机，如图 4.11 所示。最典型的例子是现代 RWR，它必须在密集脉冲环境中处理少量 CW 或其他复杂信号。各频段接收机为晶体视频接收机，而特殊接收机可以是超外差、通道化或数字接收机。信号分析逻辑根据普通频段接收机提供的数据、对预期环境的先验知识以及可能如图 4.10 所示的 IFM，来分配特殊接收机。如果没有其他线索，逻辑可能会简单地让特殊接收机按照优先级搜索模式在整个频率范围内循环。
图 4.11 现代 RWR 使用特殊接收机（数字、通道化或超外差）来识别和定位具有复杂调制的发射源。
在这种情况下，频率变换器如图 4.12 所示，特殊接收机覆盖“频段 1”。系统还可以设计为允许多个变换后的通道切换到输出，这需要解决频率歧义。注意，频率变换器通常设计为一个本地振荡器服务于多个频段变换器；在任何一个变换频段中，都可以使用“高端”或“低端”变换。在高端变换中，本振高于输入频段；在低端变换中，本振低于输入频段。根据输入频段与本振频率，输出频段可以高于或低于输入频段，且频率排列可以正序或倒序（最低输入 = 最高输出）。
图 4.12 多频段变换器常用于将系统全频率范围的等带宽部分外差到一个频段中，由特殊接收机处理。
4.10.3 特殊接收机由多个操作员分时使用¶
图 4.13 展示了一个常见例子：一台特殊接收机为许多独立的分析接收机提供特殊功能。在这种情况下，测向接收机由进行深入信号分析的操作员调用，以获取发射源定位信息。根据采用的发射源定位技术（见第 8 章），测向接收机可能需要额外的天线，和/或与一个或多个额外的测向台站协同运行。
图 4.13 典型的通信频段测向系统在多个台站之间共享单个测向接收机，由多个操作员使用。
4.11 接收机灵敏度¶
接收机灵敏度定义了接收机能够接收并仍能完成其预定任务的最小信号强度。灵敏度是一个功率水平，通常以 dBm 表示（通常是一个很大的负数）。它也可以用场强（微伏/米）表示。简单来说，如果链路方程（定义见第 2 章）的输出“接收功率”大于或等于接收机灵敏度，链路就能工作——即接收机能够“充分”提取所传输信号中的信息。如果接收功率低于灵敏度水平，则信息恢复的质量将低于规定值。
4.11.1 灵敏度的定义位置¶
虽然并非总是如此，但最佳做法是如图 4.14 所示，在接收天线的输出端定义接收机系统的灵敏度。如果在此点定义灵敏度，则接收天线增益（dB）可以与到达接收天线的信号功率（dBm）相加，计算进入接收系统的功率。这意味着，从天线到接收机之间的任何电缆损耗，以及任何前置放大器和功率分配网络的影响，都被包含在接收机系统灵敏度的计算中。当然，如果你购买的是单独的接收机，厂商的指标通常假设天线与接收机之间没有任何部件——因此“接收机灵敏度”（与接收机系统灵敏度相对）是在接收机输入端定义的。
隐含在上述论点中的是，任何定义为天线（或天线阵列）一部分的电缆、连接器等相关损耗，必须在定义天线增益时予以考虑。这些看似细节的问题，往往会引发激烈争论，特别是在购买或出售设备时。
图 4.14 接收机系统灵敏度在接收天线的输出端定义，这样即可通过灵敏度与天线增益之和，确定天线处最小可接受信号。
4.11.2 灵敏度的三要素¶
接收机灵敏度由三个组成部分决定：热噪声水平（称为 kTB）、接收机系统噪声系数，以及为充分恢复接收信号中的信息所需的信噪比。
4.11.2.1 kTB¶
kTB（通常当作一个词使用）实际上是三个值的乘积：
- \(k\)：玻尔兹曼常数（\(1.38 \times 10^{-23}\) 焦/开尔文）；
- \(T\)：工作温度（开尔文）；
- \(B\)：接收机有效带宽。
kTB 定义了理想接收机的热噪声功率水平。当工作温度设为 \(290^{\circ} \mathrm{K}\)（标准条件，用于代表“室温”，但实际上是 \(17^{\circ} \mathrm{C}\) 或 \(63^{\circ} \mathrm{F}\)），接收机带宽设为 1 MHz，并换算为 dBm 时，kTB 的近似值为 -114 dBm。通常表示为：
由此“经验公式”可快速计算任意带宽接收机的理想热噪声水平。例如，若接收机带宽为 \(100 \mathrm{kHz}\)，则 \(\mathrm{kTB}=-114 \mathrm{dBm}-10 \mathrm{dB}=-124 \mathrm{dBm}\)。
4.11.2.2 噪声系数¶
如果你没有从一位老教授所谓的“理想接收机商店”购买接收机，那么它必然会在接收信号上增加一些额外噪声。在接收机带宽内存在的噪声与理想情况下仅有 kTB 时的噪声之比，称为噪声系数。严格来说，噪声系数定义为：为了在理想无噪接收机（或接收系统）的输入端注入多少噪声，才能在输出端产生与实际接收机相同的噪声（见图 4.15）。这一相同的定义也适用于放大器的噪声系数。
图 4.15 接收机的噪声系数是接收机在接收信号上增加的热噪声量，参考到接收机输入端。
接收机或放大器的噪声系数由制造商给出，但接收机系统的噪声系数计算要复杂一些。先考虑一个简单接收系统：一台接收机通过一根有损耗的电缆（或其他无增益的无源器件，例如无源功率分配器）与天线连接。在这种情况下，天线与接收机之间的所有损耗直接加到接收机噪声系数上，以确定系统噪声系数。例如，若天线输出与接收机输入之间的电缆损耗为 10 dB，而接收机的噪声系数为 12 dB，则系统噪声系数为 22 dB。
再考虑带有前置放大器的接收机系统，如图 4.16 所示。变量定义如下：\(L_{1}\)（天线与前置放大器之间的损耗，dB）、\(G_{P}\)（前置放大器增益，dB）、\(N_{P}\)（前置放大器噪声系数，dB）、\(L_{2}\)（前置放大器与接收机之间的损耗，dB）、\(N_{R}\)（接收机噪声系数，dB）。该系统的噪声系数（NF）由下式确定：
图 4.16 接收机系统的噪声系数可以通过增加前置放大器来降低。
其中 \(L_{1}\) 与 \(N_{P}\) 的数值直接代入，\(D\) 表示前置放大器之后所有部分对系统噪声系数的劣化。\(D\) 的数值可由图 4.17 确定。使用方法是：在横坐标上取接收机噪声系数 \(\left(N_{R}\right)\)，纵坐标上取前置放大器增益与噪声系数之和减去前置放大器与接收机之间的损耗 \(\left(N_{P}+G_{P}-L_{2}\right)\)，两条直线交点对应的即为劣化值（dB）。图中的例子为：接收机噪声系数为 12 dB，前置放大器增益与噪声系数之和减去接收机前的损耗为 17 dB（例如，15 dB 增益，5 dB 噪声系数，3 dB 损耗）。对应的劣化为 1 dB。如果天线与前置放大器之间的损耗为 2 dB，则最终系统噪声系数为 \(2 \mathrm{~dB}+5 \mathrm{~dB}+1 \mathrm{~dB}=8 \mathrm{~dB}\)。
图 4.17 前置放大器之后的所有器件对系统噪声系数的劣化可通过此图确定。
4.11.2.3 所需信噪比¶
接收机完成其任务所需的信噪比（SNR）高度依赖于信号所携带的信息类型、承载信息的调制方式、对接收机输出信号进行的处理类型，以及信号信息的最终用途。需要特别注意的是，在确定接收机灵敏度时所定义的信噪比是前检波信噪比，称为射频信噪比（RF SNR），有时也称为载波噪声比（CNR）。对于某些调制方式，接收机输出信号的信噪比可以显著大于 RF SNR。
例如，若某接收系统的有效带宽为 10 MHz，系统噪声系数为 10 dB，并设计用于接收脉冲信号并进行自动处理，则其灵敏度为：
4.12 FM 灵敏度¶
由于调频（FM）信号的调制特性，FM 接收机的灵敏度由接收功率水平和调制特性共同决定。接收功率必须足够大，使进入 FM 鉴频器的 SNR 足以恢复调制信息。一旦达到这一“门限”，调频宽度将决定一个 SNR 改善因子，从而提升灵敏度。
调频信号通过传输频率的变化来表示调制信号的幅度变化。（图 4.18 展示了正弦波调制信号的情况。）最大频偏（相对于未调制载波频率的偏移量）与调制信号最大频率之比称为调制度，用希腊字母 \(\beta\) 表示。
图 4.18 调频通过传输频率的变化来携带调制信号的幅度。
在正确解调的情况下，只要 RF SNR 高于所需门限值，输出信号质量将比 RF SNR 提高一个与 \(\beta\) 相关的因子。
4.12.1 FM 改善因子¶
普通 FM 鉴频器的 RF SNR 门限约为 12 dB；锁相环类型 FM 鉴频器的门限约为 4 dB。在接收信号低于这些门限时，输出 SNR 会严重下降，但当超过门限时，输出 SNR 将通过 FM 改善因子得到提升，其定义如下：
例如，对于一个普通 FM 鉴频器，若接收信号足够强以产生 \(12-\mathrm{dB}\) RF SNR，且接收信号的调制度为 4，则 FM 改善因子为：
此时输出 SNR（直接以 dB 表示）为：
能否实现这一 FM 改善因子，取决于信号在接收机内传输时是否保持适当的带宽（换句话说，接收机设计人员必须有足够的水平，幸运的是，几乎总是如此……几乎）。
再举一例，假设我们需要输出一个 \(40-\mathrm{dB}\) SNR（即“无雪”电视画面所需）。若电视信号以调制度 5 的 FM 方式传输，则所需 RF SNR（用于确定接收机灵敏度）计算如下：
4.13 数字灵敏度¶
数字信号的输出质量取决于其调制参数。过低的 RF SNR 会产生比特错误。（是的，比特错误会降低信号质量，但通常它们与数字化模拟信号的质量分开考虑，并同样适用于从未为模拟信号的数字信号——例如电子邮件。）数字信号的优势在于，只要每个接收机的 RF SNR 足够使比特错误率保持在可接受水平，信号就能被多次中继而不会降低质量。
4.13.1 输出 SNR¶
模拟信号数字化后的“输出 SNR”实际上是量化噪声比（SQR）。见图 4.19。当原始模拟信号被数字化并在接收机输出端通过数模转换器还原为模拟信号时，其形状类似于图中的“再现数字化信号”。适当的滤波器可以平滑波形的尖角，但再现精度并不会提高，因为传输的只有数字化信号的信息。SQR 的常用表达式与信号量化位数有关：
其中 \(m\) 为每个采样的量化位数。
例如，对于一个以 6 位量化的信号：
图 4.19 被数字化并再转为模拟的信号，其精度因量化过程中的“量化噪声”而下降。
4.13.2 比特错误率¶
任何数字格式化信号都以“1”和“0”的序列形式传输，这些比特通过某种调制方式加载到 RF 载波上。具体的调制方式很多，各有优缺点——包括传输带宽与数字数据速率的比率，以及比特错误率与 RF SNR 的关系。在大多数情况下，不同调制方式的带宽与速率比介于 1 到 2 之间（即 1 Mbps 数据需要 1 至 2 MHz 传输带宽）。
比特错误率与 RF SNR 的关系因调制方式而异，但通常介于相干移相键控（PSK）与非相干频移键控（FSK）的性能曲线之间，如图 4.20 所示。比特错误率定义为错误比特数与传输比特总数之比。在图示例子中，采用非相干 FSK 调制的数字信号在接收机端以 \(11-\mathrm{dB}\) RF SNR 到达时，其比特错误率略低于 \(10^{-3}\)。若采用相干 PSK 调制，则比特错误率约为 \(10^{-6}\)。请注意，数字数据系统的传输精度通常以“字错误率”或“消息错误率”表示。在使用此类图表将错误率转换为所需 RF SNR 之前，必须先将其转换为比特错误率。例如，若一个标准消息包含 1000 比特，且最多允许 \(1 \%\) 消息错误（即消息中存在一个或多个比特错误），则所需的比特错误率为 \(10^{-5}\)。
图 4.20 对于任何承载数字数据的 RF 调制方式，接收信号的比特错误率都是 RF 信噪比的函数。