3. 雷达特性¶
本章将从电子战（EW）的角度描述和讨论雷达的概念和系统。我们将研究各种类型的雷达，了解它们的作用、工作原理，以及当被截收接收机观测时，它们的信号是什么样子的。我们只会覆盖到能够讨论分辨率、探测距离、可探测性以及抗干扰脆弱性所需的雷达处理深度。附录C中包含若干推荐的参考书籍，它们对雷达理论和系统提供了更详细的内容。
3.1 雷达功能¶
雷达的功能是通过确定相对于雷达位置和方位的距离与角度来定位目标。雷达通过测量传播信号往返目标所需的时间（以光速传播）来确定目标的距离（见图3.1）。目标距离等于光速乘以从信号发射到接收到目标反射信号的时间的一半。
雷达通过定向天线获取目标的角度位置，该天线的增益模式随与天线波束轴的夹角变化。通过比较天线相对于目标方向变化时回波信号的幅度，可以计算目标相对于雷达位置的水平和/或垂直角。如果雷达天线波束缓慢扫过目标所在的角度，当接收到的信号幅度达到峰值时，就确定目标处于该角度。
图3.1 雷达通过测量传播时间确定目标的距离，并通过比较回波信号幅度与天线指向确定目标的角度位置。
像大多数笼统的表述一样，这些说法并非总是绝对正确。例如，一些雷达通过对回波信号进行时域处理来获取额外的角度信息。不过，即使过程相当复杂，其基本机制始终可以追溯到这些基本测量功能。
雷达的另一个特征是它们会在所跟踪目标的历史位置中寻找一致性。如果目标相对于雷达在运动，雷达处理会预期目标继续沿着前几次测量所示的路径运动。
3.1.1 雷达类型¶
雷达可以按调制方式或应用类型分类。基本调制方式将雷达分为脉冲雷达、连续波（CW）雷达、调制CW雷达和脉冲多普勒雷达。尽管雷达应用种类繁多，但对电子战而言，主要感兴趣的应用包括目标搜索、目标跟踪、高度测量、成像、动目标探测和引信。
雷达还有一些用于进一步区分的特征或属性，与电子战相关的包括：
- 雷达可以是单基地的（发射机和接收机位于同一位置），也可以是双基地的（在一处发射，另一处接收回波）。
- 单脉冲雷达利用每个接收脉冲中的信息测量目标角度（而不是依靠多个脉冲序列）。
- 跟踪搜索雷达（TWS）能够在持续搜索更多目标的同时跟踪一个或多个目标。
- 合成孔径雷达利用天线运动结合复杂的处理生成高分辨率雷达图像。
3.1.2 基本雷达框图¶
为了便于讨论与电子战相关的一些雷达问题，这里考虑三种基本雷达框图。
图3.2是一个基本的（非常基本的）脉冲雷达框图。脉冲雷达以低占空比发射短时高功率射频脉冲。由于脉冲发射仅占总时间的一小部分，因此发射与接收可以共用同一天线。调制器产生脉冲，驱动发射机发射高功率射频脉冲。双工器将发射脉冲传送到天线，并将反射脉冲传送到接收机。需要注意的是，发射脉冲功率远大于接收脉冲功率，因此必须采取措施在发射期间保护接收机不受反射能量损坏。接收机检测接收到的脉冲并将其传递给处理器。处理器利用接收信号幅度执行跟踪功能（在适当情况下保持天线指向目标）。它还执行距离跟踪，使雷达保持对单一目标的关注。目标位置信息输出到显示器。控制输入包括操作模式和目标选择。
图3.3是连续波（CW）雷达的框图。它与脉冲雷达的不同在于其信号始终存在。这意味着它必须有两个天线，因为在发射的同时需要接收极其微弱的回波。两个天线必须具有足够的隔离度，以防止发射信号使接收机饱和。接收机将接收信号的频率与发射频率进行比较，以确定由目标相对速度引起的多普勒频移。发射机还可以加调制，以允许测量距离。处理器执行目标跟踪和天线控制功能，并像脉冲雷达一样与控制和显示接口。
图3.2 脉冲雷达的发射机和接收机共用一副天线。
图3.3 CW雷达必须具有独立的发射和接收天线。
图3.4是脉冲多普勒雷达的框图。它与脉冲雷达的不同在于发射的脉冲是相干的。这意味着发射脉冲是同一信号的延续，因此具有相位一致性。因此，接收机能够相干地检测回波脉冲。正如在通信信号中讨论过的，相干检测通常具有显著的灵敏度优势。它还允许测量多普勒频移，从而测定目标的相对速度。
3.2 雷达距离方程¶
雷达距离方程是一个广泛使用的方程，用于描述到达雷达接收机的信号能量，它是发射机输出功率、天线增益、雷达截面积、发射频率、雷达照射目标的时间以及雷达到目标距离的函数。该方程的一种常见形式如下：
图3.4 脉冲多普勒雷达发射相干信号并对回波信号进行相干处理。
其中：
\(SE=\) 接收信号能量（瓦秒）；
\(P_{AVE}=\) 平均发射功率（峰值功率 \(\times\) 占空比）（瓦）；
\(G=\) 天线增益（非分贝）；
\(\lambda=\) 发射信号波长（米）；
\(\sigma=\) 目标的雷达截面积（平方米）；
\(T_{OT}=\) 脉冲照射目标的时间；
\(R=\) 雷达到目标的距离（米）。
然而，在电子战中，更常用的是考虑雷达接收机中的接收功率。它可以称为雷达接收功率方程，但通常（错误地）被称为雷达距离方程。这是我们在计算干扰/信号比（J/S）时使用的方程。图3.5展示了雷达信号的传输路径，并与该功率方程相关。它隐含假设发射机和接收机共址并具有相同的天线增益。该方程的最常见形式如下：
其中：
\(P_{R}=\) 接收功率（任意功率单位）；
\(P_{T}=\) 发射功率（相同功率单位）；
\(G=\) 天线增益；
\(\lambda=\) 发射信号波长（米）；
\(\sigma=\) 目标的雷达截面积（平方米）；
\(R=\) 雷达到目标的距离（米）。
该方程的一个稍微不同的形式使用天线在发射模式下的增益和在接收模式下的面积（这使得方程与频率无关）。这种形式写作：
其中 \(A=\) 接收天线的截获面积。
电子战应用中经常使用的一种雷达功率方程形式，是将前面第一个方程转换为分贝形式，其中接收功率以dBm表示，距离以公里表示，频率以兆赫兹表示。
图3.5 雷达接收功率方程确定进入雷达接收机的功率，它是发射功率、天线增益、发射频率、目标雷达截面积和雷达到目标距离的函数。
波长项可以通过将 \(\lambda\) 替换为 \(\mathrm{c}/\mathrm{f}\)（光速除以频率）来转化为频率。然后将常数和转换因子合并：
该值转化为分贝后为 -103.43 dB。于是雷达功率方程变为：
其中：
\(P_{R}=\) 接收功率（dBm）；
\(P_{T}=\) 发射机输出功率（dBm）；
\(G=\) 天线增益（dB）；
\(F=\) 发射频率（MHz）；
\(D=\) 雷达到目标的距离（km）；
\(\sigma=\) 目标的雷达截面积（平方米）。
你会注意到，雷达功率方程分贝形式中的常数被简化为103。当计算精度无需超过1 dB 时，这是合适的。否则，可以使用更精确的103.43。习惯上在分贝方程中将 \(\log_{10}(\mathrm{X})\) 简写为 \(\log(\mathrm{X})\)。请注意，这类分贝方程仅在使用完全正确的单位时才是正确的。如果使用其他单位（例如，距离用海里而非公里），则常数需要调整。
3.2.1 雷达截面积¶
目标的雷达截面积（RCS），通常用符号 \(\sigma\) 表示，是其几何截面积、反射率和方向性的函数。
- 几何截面积：目标从雷达方向观察时的大小。
- 反射率：目标向外辐射功率与雷达照射目标功率的比值，其余功率被吸收。
- 方向性：散射回雷达方向的功率与若将总反射功率均匀散射到各方向时雷达应接收的功率之比。
RCS 的公式为：
实际目标（如飞机或舰船）的RCS是物体各部分反射的矢量和。它通常随着观测角度的不同而极不规则，并随雷达频率变化。
目标的雷达截面积可以在RCS实验舱中测量，或通过计算机仿真获得。RCS实验舱是专门布设的消声室，用于测量真实目标、目标部件或比例模型的雷达回波。计算机RCS模型则通过将目标表示为多个反射面（圆柱、平板等），并计算这些表面反射的相位组合来获得整体RCS。
如图3.6所示，RCS在雷达信号传输路径中产生一种等效“增益”。其公式为：
其中：
\(G=\) 信号离开目标与到达目标信号之比（均以各向同性天线为参考）（dB）；
\(F=\) 发射频率（MHz）；
\(\sigma=\) 目标的雷达截面积（平方米）。
图3.6 雷达截面积产生一种等效信号“增益”，其作用类似于两副天线和一个放大器的增益之和。
图3.7展示了一架典型飞机在偏航平面上的RCS随角度的变化，图3.8展示了一艘典型舰船在约 \(45^{\circ}\) 俯仰角下，随艏向水平角度变化的RCS。图表单位为dBsm（即相对于 \(1 \mathrm{~m}^{2}\) 的分贝值，\(10 \log (\mathrm{RCS}/1 \mathrm{~m}^{2})\)）。需要注意，这些RCS图会随飞机和舰船类型的不同而变化。对于为“隐身”设计的新型平台，它们的RCS将显著减小。
3.2.2 雷达探测距离¶
为了确定雷达能够探测目标的距离，还必须考虑一个额外的量——雷达接收机的灵敏度。灵敏度定义为接收机仍能完成其规定功能所能接收的最小信号电平（见图3.9）。
为了确定探测距离，将接收功率方程中的接收功率设为灵敏度并解出距离。如果我们使用分贝形式的距离方程，则为：
于是：
图3.7 老式飞机的雷达截面积在正面和尾部较大，因为雷达能够“看到”发动机部件。从侧面观察时，机身截面积更大，机翼与机身之间的夹角也导致更大RCS。这两种效应在为隐身设计的现代飞机中有所降低。
图3.8 舰船的雷达截面积通常在左舷/右舷对称。在距艏向 \(90^{\circ}\) 的方向上，RCS 值非常高，而在前后方向则有较小峰值。
图3.9 当雷达接收机接收到的功率等于接收机的灵敏度时，雷达距离方程可以解出最大探测距离。
3.3 探测距离与可探测距离¶
雷达的探测距离是其能够探测到目标的距离；而可探测距离是其信号能够被电子战或侦察接收机接收和检测的距离。这两个距离值都高度依赖具体情况。雷达的探测距离是其参数与目标雷达截面积的函数。
为了确定雷达的可探测距离，我们需要知道：接收机是在目标处还是在远离目标的位置？检测雷达的接收系统参数是什么？
如图3.10所示，目标处于雷达天线主瓣内。雷达要么跟踪目标以保持其位于主瓣峰值位置，要么在扫描过程中让波束扫过目标位置。这意味着第3.2节中描述的雷达探测距离方程是适用的。将接收功率设为等于接收机灵敏度，我们可以解出对应的探测距离：
其中：
图3.10 雷达天线的峰值增益点要么跟踪目标，要么在扫描过程中扫过目标位置。
Sens = 雷达接收机的灵敏度（dBm）。
于是我们得到距离 \(d\)：
使用科学计算器时，只需输入 \(40 \log (d)\) 的值，除以40，然后按“=”，再按二次功能键和log，就能得到 \(d\)。然而，除非我们知道（或估计）雷达接收机的灵敏度，否则无法确定其探测距离。
3.3.1 雷达接收机灵敏度的估算¶
在电子战情境中，雷达接收机的实际灵敏度通常未知，因此必须通过估算来推算雷达的探测距离。灵敏度定义为接收机能够接收并仍能完成任务的最小信号电平。灵敏度越高，意味着接收机能接受的信号电平越低。
如图3.11所示，接收机灵敏度是 \(kTB\)、接收机噪声系数和雷达所需信噪比的乘积（在分贝中相加）。其中 \(kTB\) 是接收机的热噪声，由接收机带宽决定，公式为：
如果知道雷达带宽，就用它计算 \(kTB\)。否则，可以通过脉冲宽度来估算带宽，公式为：
图3.11 接收机的灵敏度等于 \(kTB\)、噪声系数和所需信噪比的和（分贝表示）。
除非知道实际要求值，否则信噪比可以假定为典型值 \(\approx 13 \mathrm{~dB}\)。噪声系数的典型值约为5 dB。
例如，如果雷达脉冲宽度为 \(1 \mu \mathrm{s}\)，则带宽假定为1 MHz：
取典型噪声系数和信噪比，则灵敏度为：
3.3.2 雷达探测距离计算实例¶
下面进行一个计算实例。设灵敏度为 -96 dBm，其余雷达参数为：
\(P_{T}=100 \mathrm{~kW}\)（即 +80 dBm）；
\(G=30 \mathrm{dB}\)；
频率 = 10 GHz；
目标雷达截面积 \(=10 \mathrm{~m}^{2}\)。
将这些数值代入 \(40 \log (d)\) 的表达式：
因此：
3.3.3 可探测距离¶
现在我们来考虑雷达信号能被接收机探测到的距离。这里考虑两种情况：一种是位于目标上的雷达告警接收机（RWR）；另一种是位于远离目标的电子情报（ELINT）接收机。这两种情况如图3.12所示。我们将分别确定两者的探测距离，并与雷达的探测距离进行比较。
3.3.3.1 雷达告警接收机的探测距离¶
RWR 的设计目的是探测与威胁相关的雷达，以帮助保护目标免受这些威胁。它必须能够探测来自任意方向的多种雷达信号。由于雷达天线主瓣的峰值增益指向目标，RWR 将看到雷达天线的峰值增益。因为 RWR 无法针对某一特定雷达进行优化，其带宽必须足够宽，以接收预期中最窄的脉冲宽度。一个典型的 RWR 视频带宽为10至20 MHz。射频带宽通常为4 GHz，因此如果存在射频增益（部分有，部分没有），噪声带宽可由以下公式确定：
其中：
例如，当 \(B_{RF}=4 \mathrm{~GHz}\) 且 \(B_{VID}=10 \mathrm{~MHz}\) 时，有效带宽为：
如果没有射频增益，则视频带宽就是接收机的有效带宽。由于信号可能来自任何方向，RWR 使用大波束宽度天线。这些天线还覆盖宽频率范围。这两方面的结合决定了 RWR 天线的增益较低（在最高频率时约2 dBi，在最低频率时约-15 dBi）。典型 RWR 天线在10 GHz 的峰值增益约为 0 dBi。由于这些天线是组合使用的，因此 RWR 系统在任意入射方向上的有效天线增益（10 GHz）约为 0 dBi。
图3.12 由于RWR位于目标上，它可以接收雷达天线主瓣。ELINT接收机通常需要在天线旁瓣中探测雷达。
雷达到RWR的链路如图3.13所示。RWR中的接收功率为：
其中：
\(P_{R}=\) 接收功率（dBm）；
\(P_{T}=\) 发射功率（dBm）；
\(G_{M}=\) 雷达天线主瓣峰值增益（dB）；
\(F=\) 发射频率（MHz）；
\(d=\) 雷达到接收机的距离（km）；
\(G_{R}=\) 接收天线增益（dB）。
为了确定接收机的探测距离，将接收功率设为等于接收机灵敏度并解出距离：
于是可得：
最常见的雷达告警接收机采用前置放大晶体视频接收机，其灵敏度约为 -65 dBm。利用前面雷达参数的数值，探测距离为：
可探测距离与探测距离之比非常大（\(\approx 37.6\)）。
图3.13 RWR通常使用低增益天线和低灵敏度接收机，在雷达主瓣中探测和识别多种雷达类型。
3.3.3.2 ELINT接收机的探测距离¶
ELINT接收机通常不会位于雷达天线的主瓣内，因此发射天线增益取雷达天线旁瓣的增益。常见做法是假设窄波束天线的旁瓣对于老式雷达为0 dBi，而对许多现代雷达威胁则低20 dB。0 dBi增益意味着旁瓣增益比主瓣增益低一个与主瓣增益相等的数值。
ELINT接收机通常是窄带接收机，因此其灵敏度由 \(kTB\)、噪声系数和所需信噪比计算。与RWR类似，ELINT接收机必须能够接收多种雷达类型，因此其视频带宽需要大约10 MHz。注意，大多数ELINT系统使用超外差接收机，其前端带宽较宽；然而超外差接收机各级的带宽逐级缩小。一个通用经验规则是，超外差接收机的有效带宽大致等于最终判决带宽（对AM检测来说是视频带宽的两倍）。因此，\(kTB=-114+10 \log (20)=-101 \mathrm{dBm}\)。噪声系数与所需信噪比设为与雷达相同（分别为10 dB和13 dB），则典型ELINT接收机的灵敏度为：
ELINT接收系统可以合理地配备一个中等增益天线——大约10 dB。于是其有效距离方程（类似于RWR情形推导）为：
其中 \(G_{S}\) 为雷达天线旁瓣增益（假设为 -10 dB）。
由于之前计算的雷达探测距离为37.6 km，因此此情况下可探测距离与探测距离之比约为5.3。
3.4 雷达调制¶
雷达信号的调制使雷达能够测量目标距离，方法是测量目标对发射信号的反射。由于电磁信号以光速（约 \(3 \times 10^{8} \mathrm{~m} / \mathrm{s}\)）传播，雷达到目标的距离可通过测量往返传播时间确定。距离等于接收信号相对于发射信号延迟时间的一半乘以光速（见图3.14）。
一个非常实际的问题是确定信号发射的时刻以及回波接收的时刻。由于单频连续波（CW）信号每个波长重复一次（对微波信号而言远小于1米），它无法用于测量雷达/目标交互所需的传播时延。然而，在信号上叠加显著更低频率的调制，则提供了可测量和比较的参考量，时间尺度在毫秒量级。
雷达使用的调制类型很多，但大致可分为脉冲、线性调频（FM）、二进制调制以及噪声（或伪噪声）调制。未调制的CW可以测量雷达与目标之间的相对速度，这非常有用，不过我们稍后再讨论。
3.5 脉冲调制¶
脉冲就是一个非常短的信号传输，具有相对干净的开启和关闭特性，如图3.15所示。在其基本形式中，脉冲具有固定的射频，特点是脉冲宽度（或脉冲持续时间）和脉冲重复间隔（或脉冲重复频率）。占空比（脉冲持续时间/脉冲间隔）相对较低。脉冲为信号提供了一个清晰可测的时间事件。该事件可以是整个脉冲，也可以是脉冲前沿（如果雷达接收机带宽足够大）。无论哪种情况，从脉冲发射到接收反射脉冲的时间都容易测量。
图3.14 雷达通过测量往返传播时间来确定目标距离。
图3.15 脉冲（视频）在脉冲持续时间内开启射频发射机，并在脉冲重复间隔内重复。
脉冲雷达的一个显著优点是其接收机在脉冲发射期间关闭。这使雷达能够使用单一天线进行发射和接收，并保护接收机免于饱和和损坏。
脉冲重复率决定了雷达能够进行无模糊距离测量的最大距离，如图3.16所示。如果在第一个脉冲从目标反射返回雷达之前发射了第二个脉冲，则延迟时间测量将从第二个脉冲开始，到第一个脉冲接收结束。这样一来，往返传播时间就无法被准确测量（假设脉冲是相同的）。
图3.16 雷达信号的PRI限制了无模糊距离，因为每个脉冲回波必须在下一个脉冲发射之前接收。
脉冲持续时间决定了雷达能够探测信号的最小距离。接收机在脉冲后沿离开发射机（再加上一定的保护时间）之前不会打开。脉冲的前沿反射波不能在后沿发射完毕之前到达接收机。
脉冲宽度还决定了雷达的距离分辨率——即两个目标之间的距离差，能够使雷达区分出它们是两个目标。如图3.17所示，考虑两个目标附近的脉冲。两个目标之间的往返距离必须大于脉冲宽度，接收机（和处理机）才能分辨这两个回波。
3.5.1 脉冲的非故意调制¶
仔细观察雷达脉冲，会发现它具有上升时间和下降时间。上升时间是脉冲功率从 \(10\%\) 增至 \(90\%\) 所需的时间。下降时间则相反（对应后沿）。脉冲中还可能出现振铃或其他非故意调制效应（包括非故意频率调制）。这些效应对于执行特定辐射源识别（SEI）的电子战系统非常重要，但它们不会影响脉冲对雷达的基本功能。
图3.17 两个目标之间的往返传播时间必须大于脉冲持续时间，雷达才能探测到两个独立目标的存在。
3.5.2 脉冲压缩¶
脉冲压缩是一种提高长脉冲雷达距离分辨率的方法。压缩效果如图3.18所示。需要注意的是，脉冲压缩雷达用于远程探测，因此需要高能量脉冲。峰值功率尽可能提高，脉冲能量则通过较大的脉冲宽度增加。雷达的可探测性取决于发射的峰值功率，而探测距离则取决于目标反射回来的总发射能量。长脉冲由目标反射，但通过接收机的压缩功能改善距离分辨率。实现脉冲压缩有两种重要技术：一种是增加并处理频率调制，另一种是增加并处理数字调制。
图3.18 脉冲以合理的峰值功率发射，并由目标反射。然而，通过压缩接收的回波，雷达性能表现得像是发射功率更大、脉冲持续时间更短。
3.5.3 啁啾脉冲¶
具有线性频率调制的脉冲（如图3.19）称为“啁啾（chirp）脉冲”。脉冲频率可以随时间增加或减少，图中所示为频率随时间增加的情况。频率调制脉冲的发射与接收与固定频率脉冲相同，但在接收机中会通过压缩滤波器。压缩滤波器的延迟是频率的函数——频率越高，延迟越小。延迟与频率的函数是线性的，并与施加在脉冲上的调制相匹配。最大延迟与最小延迟之差等于脉冲宽度。压缩滤波器的功能如图3.20所示。
图3.19 啁啾脉冲在脉冲持续时间内具有线性频率调制。
压缩滤波器输出的脉冲能量在一个远小于发射脉冲宽度的时间段内集中。图中发射脉冲宽度标记为“A”，压缩后的有效脉冲宽度标记为“B”。A与B的比值为压缩比。啁啾雷达有时具有非常大的压缩比。由于雷达分辨单元（即距离分辨率）的深度是接收脉冲宽度的一半，距离分辨率随压缩比的增加而改善。雷达分辨单元是雷达无法区分多个目标的区域。
任何给定目标的探测距离保持不变，因为目标反射的功率保持不变。这可能会让习惯于认为截获距离与发射峰值功率平方根成正比的电子战人员感到困惑。理解的方法是：压缩后的脉冲更窄，需要更宽的带宽。带宽的增加使灵敏度阈值随压缩导致的脉冲峰值功率增加而提高。忽略压缩过程中的损耗，任何目标的探测距离将随压缩比的四次方根增加（因为接收功率与距离的四次方成函数关系，即距离\({ }^{4}\) 或 \(40 \log\)[距离]）。
图3.20 压缩滤波器的频率与延迟斜率将脉冲的每一部分延迟到脉冲末端，从而形成一个更短的脉冲，同时保持与压缩前脉冲相同的总能量。
3.5.4 脉冲的数字调制¶
另一种提高雷达距离分辨率的方法是在脉冲上施加数字调制。如图3.21所示，脉冲通过BPSK调制应用一个七位伪随机码。在标记为“-”的比特期间，射频信号相位偏移 \(180^{\circ}\)，而标记为“+”的比特保持参考相位。解码后，有效脉冲宽度为比特持续时间，而非脉冲持续时间。
延迟线组件如图3.22所示。延迟线按比特周期分段抽头，抽头数量与调制码中的比特数相同，总长度等于脉冲长度。所有抽头的信号叠加形成输出。注意，如果脉冲正好填满延迟线，脉冲中相位偏移的比特通过 \(180^{\circ}\) 移相器后再与其他抽头输出相加。图3.22下半部分展示了脉冲通过延迟线的13个快照。在第一行中，只有第一个比特进入延迟线；在第十三行中，只有最后一个比特还在延迟线中。每个比特序列右侧的加法器将正负值相加形成输出值。除了脉冲正好填满移位寄存器的情况外，每个位置的总值为0或-1。在该位置上，输出值为+7。距离分辨率改善的因子等于编码中的比特数。
图3.21 可以在脉冲上加入二进制相移键控调制来实现压缩。“+”表示无相移，“-”表示 \(180^{\circ}\) 相移。
图3.22 接收机的延迟线在等于比特持续时间的间隔上设置抽头，总长度等于脉冲持续时间。脉冲通过延迟线时，抽头的和通常很小，除非脉冲正好填满延迟线，此时输出会有一个强峰值。
图3.23展示了脉冲线性通过延迟线时，输出的叠加随时间的变化。这展示了伪随机二进制编码信号的所谓“图钉”相关特性。当我们稍后讨论低截获概率雷达调制时，还会再次看到这一点。需要注意的是，当编码对齐在1比特范围内时，相关性开始线性增加；当比特完全相位对齐时，它达到一个尖锐峰值；然后它再线性下降，直到信号再次偏离1比特同步。
3.6 连续波（CW）与脉冲多普勒雷达¶
如果雷达使用相干信号，多普勒原理允许其确定到目标的距离变化率。这使得雷达能够将来自运动目标的回波信号与地面反射区分开来。能够在地面背景下识别目标，使得雷达控制的武器系统具备“下视/下打（look down/shoot down）”的能力。
图3.23 脉冲通过延迟线的相关函数。与任何数字信号一样，它具有“图钉状”的相关函数。
3.6.1 多普勒频移¶
从移动发射机传播到固定接收机的信号，其接收频率与发射频率存在差值，该差值由下式确定：
其中：
\(\Delta F=\) 接收频率相对于发射频率的变化量；
\(v=\) 发射机速度在指向接收机方向上的分量；
\(c=\) 光速；
\(F=\) 发射频率。
由于雷达回波信号经历了往返传播，其频移加倍。此外，由于雷达平台和目标都可能在运动，雷达回波的多普勒频移的一般表达式为：
其中 \(V\) 是雷达与目标间距离的瞬时变化率，其他定义相同。
这里有一个有趣的注释：在空战中，一种防御战术称为“横向规避（notching）”，即防御飞机转向，使飞行路径与武器雷达方向垂直，从而使多普勒频移降为零。
3.6.2 连续波雷达（CW Radar）¶
真正的连续波雷达无法直接测量到目标的距离，除非通过回波功率来推算，但这种方法不够精确。然而，它可以通过测量多普勒频移来确定距离变化率。如图3.24所示，CW雷达通常必须使用分开的发射与接收天线，以避免发射机功率过多泄漏进入接收机。这是因为发射机和接收机同时工作。接收机必须与发射机共享一个公共频率基准，以便测量非常微小的多普勒频移，这些频移远小于发射频率。例如，一个10 GHz雷达，每公里/小时的接近速度将产生约18.5 Hz的多普勒频移。George Stimson 给出的经验法则（见附录C参考文献）列于表3.1。
3.6.3 调频测距（FM Ranging）¶
为了精确测量到目标的距离，可以在发射信号上施加线性频率调制斜坡，如图3.25所示。该调制信号既可以包含固定频率部分，也可以是双向频率斜坡。
首先考虑图3.26中调制波形的线性斜坡部分。接收信号相对发射信号延迟，其延迟等于信号传播到目标并返回的时间（以光速）。因此，只要比较发射与接收信号在调制波形线性斜坡部分的任意时刻，便可测量距离。这在图右侧有所示例。
图3.24 CW雷达通常需要分开的发射与接收天线，以防止发射机功率泄漏到接收机。它只能通过比较发射和接收信号的频率来确定目标的距离变化率。
表3.1 X波段雷达的多普勒频率
| 距离变化率 | 多普勒频率 |
|---|---|
| 1 海里/小时 | 35 Hz |
| 1 英里/小时 | 30 Hz |
| 1 公里/小时 | 19 Hz |
| 1,000 英尺/秒 | 20 kHz |
图3.25 如果CW雷达信号具有线性频率调制，发射与接收信号可比较，从而得到目标的距离变化率和实际距离。
图3.26 雷达与目标之间的往返传播时间导致发射与接收信号频率之间存在差异，该差异取决于频率调制的时间斜率。
需要注意的是，所测得的差频实际上由两个因素引起——往返传播时间，以及由距离变化率导致的（正或负）多普勒频移。如果调制波形具有恒定频率部分，那么多普勒频移可以在该部分信号中测量，从而对测距进行修正。
如果雷达使用双向波形，那么与距离相关的频移在上升与下降频率斜坡期间会呈现相反趋势，而多普勒频移则保持相同方向。这使得可以分离出多普勒分量，从而精确计算距离。
3.6.4 脉冲多普勒雷达¶
如图3.27所示，脉冲多普勒雷达在高脉冲重复频率（PRF）模式下输出具有高占空比的相干脉冲信号。这种脉冲序列还具有极高的PRF，使其对雷达告警接收机处理具有挑战性。相干脉冲由连续振荡器中断形成，因此每个接收的射频脉冲都与一个锁相于所有先前脉冲射频波形的振荡器保持相位一致。这不仅允许进行同步检波，还允许测量多普勒频移。
由于在发射脉冲期间接收机关闭，因此可以使用单天线而不会遇到CW雷达的严重隔离问题。
这种雷达与其他脉冲雷达一样能够测量距离，但会存在显著的盲区和距离模糊。这些问题可以通过采用多重FM测距、使用其他工作模式以及在复杂处理系统中应用多脉冲重复率来解决。
3.7 动目标显示雷达（MTI Radars）¶
动目标显示（MTI）是一种专门用于探测地面运动目标的雷达。其原理是检测目标的多普勒频移。MTI雷达既可以是地基的，也可以是机载的。机载MTI（有时称为AMTI）更为复杂，因为雷达本身在运动，会引入额外的多普勒频移。
图3.27 脉冲多普勒雷达以极高占空比输出相干脉冲流。接收机在发射期间关闭，解决了单天线的泄漏问题。目标距离既可通过脉冲定时，也可通过频率调制确定。距离变化率则通过回波的多普勒频移确定。
3.7.1 MTI的基本工作原理¶
MTI天线在一定角度范围内（可达 \(360^{\circ}\) ）扫描，并覆盖指定距离。它在分辨单元内探测运动目标的存在，如图3.28所示。角分辨率由天线波束扫描确定，距离分辨率则由脉冲回波产生。
与任何雷达一样，距离分辨率由脉冲宽度决定——通常非常窄。脉冲可以采用啁啾调制以提高距离分辨率（即减小距离分辨单元的深度）。如果采用脉冲压缩，压缩后的脉冲处理方式与未压缩脉冲相同。
图3.28 MTI雷达在距离和角度分辨单元内探测运动目标的存在。
由于发射脉冲和任何反射回波以光速传播，回波信号相对发射脉冲的延迟为：
其中 \(d\) 为反射目标的距离（米）。
如图3.29所示，MTI在每个脉冲宽度内对回波信号采样一次。这种采样可以持续整个时间间隔，直到下一脉冲发射。这样，采样便能够探测到等效于每6.6纳秒脉冲宽度（或压缩脉冲持续时间）对应1米的距离增量上的回波能量。
在每次采样时，A/D转换器对信号进行“同相与正交”（I和Q）数字化。这两个数字字分别代表接收波形上相位相差 \(90^{\circ}\) 的点，从而能够确定接收信号的频率和相位。该过程在整个感兴趣的距离范围内对每个脉冲进行。
图3.29 MTI雷达发射窄脉冲，并在脉冲宽度间隔内采样该脉冲的回波，覆盖从最小到最大距离的返回。
该采样模式会对每个脉冲重复执行。然后，如图 3.30 所示，将第 1 个脉冲中每个采样点的值减去第 2 个脉冲中对应采样点的值。接着将第 3 个脉冲减去第 2 个脉冲的对应采样值，依此类推，直到第 \(m-1\) 个脉冲与第 \(m\) 个脉冲。每个角分辨单元在天线每次扫描期间都被 \(m\) 个脉冲照射。为了实现更好的杂波抑制，有时会采用更复杂的数据相减方案。
接下来，所有 \(m\) 个脉冲中“采样点1”的测量值将用于生成一次快速傅里叶变换（FFT）。FFT 用于检测每个距离与角分辨单元中是否存在多普勒频移信号。
多普勒频移的来源是雷达与目标之间距离的变化速率。因此，MTI 只能探测在雷达径向上有运动分量的目标。
3.7.2 MTI 数据速率¶
MTI 雷达会生成大量的原始数据。例如，一个脉冲重复频率为 6,250 的 MTI 雷达，每个脉冲重复周期内采样 200 次，并将 I（同相）与 Q（正交）值分别以 12 位进行数字化处理，则会产生 30 Mbps 的原始数据量。
图 3.30：每个照射移动目标分辨单元的脉冲在每个采样点采集 I\&Q 样本。然后每个采样点减去前一脉冲中相应采样点的值，所有脉冲的差值将用于执行 FFT。
然而，MTI 处理过程将数据大大压缩至更易于显示或传输的水平。由于 MTI 只报告在分辨单元中存在运动的目标及其运动幅度，因此每个目标报告只需包含其所在单元的位置、运动的大小与方向；每个目标使用 80 位数据就已足够。如果在覆盖区域内每秒检测到 100 个移动目标，总的目标报告数据速率仅为 8 Kbps。即使再加入每秒 30 次的 64 位状态字，总输出速率也不足 10 Kbps，可以轻松通过音频带宽链路传输。
3.7.3 机载动目标显示（AMTI）雷达¶
如果将 MTI 雷达安装在飞机上，则其工作方式与前述基本 MTI 雷达相同，但还需要处理由于飞机运动引起的多普勒频移。如图 3.31 所示，该多普勒频移与飞机相对于地面的速度以及雷达天线相对地面航迹的角度有关。图中刻意绘制飞机姿态以强调，引起频移的是地面速度而不是空速。当天线方向与地面航迹夹角小于 \(90^{\circ}\) 时，飞机引起的多普勒频移为正；超过 \(90^{\circ}\) 时则为负。
图 3.31：在 AMTI 雷达中，在宣告和报告移动目标前，需从每个分辨单元的多普勒频移中减去由飞机运动引起的多普勒分量。
随着天线扫描，其与飞机地面航迹的夹角 \((\theta)\) 会发生变化。由飞机引起的多普勒频移为：
其中：
\(F\)：雷达工作频率；
\(S\)：飞机相对于地面的速度；
\(\theta\)：雷达天线方向与地面航迹之间的夹角；
\(c\)：光速（\(3 \times 10^{8} \mathrm{~m} / \mathrm{s}\)）。
在报告目标之前，MTI 雷达必须对每个分辨单元中观测到的多普勒频移进行上述修正。可通过调整多普勒“零频点”向上或向下偏移来实现该修正，也可以通过调节接收机的本振或发射频率来完成。
3.8 合成孔径雷达（SAR）¶
合成孔径雷达（SAR）利用机载平台的运动，在效果上创建一个极长的相控阵列。这使得即使天线尺寸较小，也能在远距离实现极高的分辨率。SAR 被用于生成大范围区域的地图，并标注出该区域中的车辆与其他目标。有些系统同时具备 MTI 与 SAR 功能：当探测到目标在移动时先执行 MTI，一旦目标停止运动，即刻获取其 SAR 图像以辅助识别。
SAR 会按照所需分辨率在距离与方位上创建分辨单元（如图 3.32 所示）。这些单元通常绘制为矩形，但实际上是符合分辨极限的“斑点”，尺寸为图中标注的值。所需分辨率取决于所需识别或定位的最小目标尺寸。
3.8.1 距离分辨率¶
距离分辨率由雷达的脉冲宽度决定。如果使用了距离压缩（啁啾或相位编码），则由压缩后的脉冲宽度决定距离分辨率。
图 3.32：典型 SAR 沿飞行航迹生成距离和方位的分辨单元。
其中：
\(d_{r}\)：距离分辨率，单位为米；
\(\mathrm{c}\)：光速 \(\left(3 \times 10^{8} \mathrm{~m} / \mathrm{s}\right)\)；
\(P W\)：雷达脉冲宽度（或其压缩后的脉冲宽度）。
与 MTI 雷达类似，SAR 通过每个脉冲宽度对应的时间间隔采样返回信号，生成一系列“距离单元”，以测量回波信号强度与雷达距离的对应关系（见图 3.33）。由于 SAR 处理需保留相位信息，因此需为每个分辨单元采集 I 与 Q 样本。
3.8.2 方位分辨率¶
雷达的方位分辨率取决于天线波束宽度，波束宽度又由天线尺寸决定。对于抛物面天线，其抛物面形状将接收的能量反射到焦点的馈源上；天线越大，波束越窄。对于相控阵天线，通过延迟线将多个天线元接收到的信号相干叠加以形成窄波束；阵列越长，波束越窄。
图 3.33：沿天线波束的主轴方向，雷达按脉冲宽度间隔采样返回信号，形成距离单元。
考虑一个简单 SAR，其天线垂直于飞行航迹安装。SAR 通过发射相干脉冲，并在飞行过程中接收回波，模拟出相控阵列的效果。飞机每前进一个脉冲间隔距离，便等效于阵列中一个新天线（例如飞机速度 300 米/秒，PRF 为 300 Hz，则每米发射一个脉冲）。假设目标距离远大于飞机飞行过程中收集数据的距离，则波束中心方向的回波会同相叠加，而偏离主轴的目标信号则不同相叠加。因此，对多个脉冲中相同距离单元的数据求和，可获得类似相控阵波束收窄的效果。
图 3.34 总结了 SAR 数据如何累加形成合成阵列长度。每完成一次积分周期，就添加一个新脉冲的数据并丢弃最早的数据。需要注意的是，特定长度的合成阵列所获得的方位分辨率是实阵列的一半。SAR 的方位分辨率计算公式为：
其中：
\(d_{a}\)：方位分辨率（与 \(R\) 同单位）；
\(\lambda\)：雷达信号波长；
\(L\)：合成阵列长度；
\(R\)：目标距离。
图 3.34：每个距离单元在每个脉冲中采集 I\&Q 样本，并将多个脉冲中相同距离单元的数据累加以形成方位分辨能力。
对于真实相控阵，其方位分辨率为：
3.8.3 聚焦阵列 SAR¶
上述分析默认采用“非聚焦阵列”，其要求目标到雷达的路径在所有脉冲中近似平行，这限制了合成阵列长度及方位分辨率。而使用聚焦阵列技术可以构造更长的合成阵列。
如图 3.35 所示，当合成阵列长度相对目标距离较大时，不同脉冲中接收到的信号可能存在显著的相位误差，其表达式为：
其中：
\(\phi_{n}\)：从距目标最近点 \(d_{n}\) 位置接收到的信号的相位误差；
\(\lambda\)：雷达波长；
\(R\)：目标最近点的距离。
在聚焦阵列中，这些相位误差会在对每个距离单元求和前进行校正。这会带来极大的计算量，但可借助 FFT 构造多普勒滤波器来降低处理负担。
图 3.35：当合成孔径较长时，某些脉冲的目标回波中可能会出现显著的相位误差。
3.9 低截获概率（LPI）雷达¶
低截获概率（LPI，Low Probability of Intercept）雷达的目的是在不被电子战接收机侦测到的情况下探测并跟踪目标。因此，凡是满足这一广义标准的雷达都可称为 LPI 雷达。某雷达是否为 LPI 雷达，取决于其执行的任务、试图侦测它的接收机类型，以及交战几何关系。在本节讨论中，我们将试图侦测雷达的接收机系统统称为 ESM 接收机。表 3.2 给出了一些与 LPI 雷达相关的术语定义。
3.9.1 LPI 技术¶
为了降低雷达被侦测的概率，可以采取多种技术措施。一种方法是让雷达信号非常微弱，使得 ESM 信号接收机无法接收。这对雷达来说非常困难，因为它必须在信号往返目标（即雷达方程中的 \(40\log\) 距离项）后仍接收到足够的能量以探测目标。而 ESM 接收机仅需克服单程路径损耗（即 \(20\log\) 距离）。
第二种方法是缩小雷达波束（提高天线增益）或压制天线旁瓣。这会使非目标位置的接收机更难接收到信号，但对位于目标上的接收机无效。
第三种方法是让雷达具备 ESM 接收机无法获得的处理增益，从而相对提升其不可截获性。
表 3.2 与 LPI 相关的术语定义
| 术语 | 定义 |
|---|---|
| 相干雷达 | 发射信号与发射机内振荡器保持恒定的相位关系。 |
| 频率捷变雷达 | 每个脉冲或脉冲组的频率都不同。 |
| LPID 雷达 | 其参数使得 ESM 接收机难以正确识别雷达类型的雷达。 |
| 安静雷达 | 探测目标的距离与目标能探测雷达信号的距离相同。 |
| 随机信号雷达 | 使用真正随机波形（如噪声）的雷达。 |
| 二进制相位编码 CW 雷达 | 对连续波信号施加伪随机相位编码调制的雷达。 |
3.9.2 LPI 等级¶
LPI 雷达大致可以分为三个等级：
- 雷达信号易于被侦测，但不易被识别——称为 LPID 雷达（见图 3.36）；
- 雷达能探测目标，而 ESM 接收机无法在其主波束外的相同距离处侦测该信号（见图 3.37）；
- 雷达能探测目标，而即便目标上有 ESM 接收机也无法侦测——称为“安静雷达”（见图 3.37）。
接收机是否能侦测到雷达信号取决于其噪声系数与带宽。在以下分析中，通常假设雷达接收机与截获接收机具有相同的噪声系数，且截获接收机的带宽可以根据任务优化。此处 ESM 接收机泛指机载雷达预警接收机、舰载 ESM 接收机及地面预警/制导接收机等。
3.9.3 LPID 雷达¶
如图 3.36 所示，ESM 接收机根据信号参数识别威胁雷达。典型的 ESM 处理器包含一个威胁识别表（TID），其中列出了每种可能威胁信号在不同工作模式下的参数集。处理器还会尝试排除友军雷达和其他非威胁信号。在识别某一信号前，首先必须从众多信号中分离出该信号。对于脉冲雷达，这个过程称为“去交错”；对于所有信号，这个过程都涉及频率、调制参数和来波方向的测量，并按参数进行排序。一旦分离出单个信号，处理器将其参数与 TID 表对比，匹配到威胁或非威胁信号，并向座舱显示系统报告相应雷达的存在、工作模式及位置。
图 3.36：LPID 雷达的参数与友军或非威胁信号相似，使得 ESM 接收机难以正确识别它。
图 3.37：LPI 的一个较宽松定义是：雷达探测目标的距离与位于其主波束之外的接收机能侦测该信号的距离相等。
如果雷达的参数类似于友军雷达，ESM 接收机很可能将其识别为友方信号，从而不报告该威胁，即使信号明显已被接收。另一种策略是引入参数敏捷性。固定参数的信号更容易被 RWR 识别，而如果信号具有敏捷性（尤其是随机变化的参数），即便参数已知，也会显著增加识别分析的时间。
LPID 策略的不足之处在于：ESM 处理技术不断发展，而雷达本身也必须通过调制方式获取所需的任务信息。现代 ESM 接收机的处理能力提升后，可以更有效地处理敏捷参数，甚至对未匹配 TID 的信号执行功能分析与模式分析。更先进的处理技术和精确的辐射源定位能力还将使未来的 ESM 接收机能够通过位置相关性与运动分析来区分真正的友军信号与伪装友军信号。
3.9.4 探测能力 vs 可被探测性¶
雷达探测目标的距离由以下公式给出：
其中：
\(R_{DR}\)：雷达探测距离（km）；
\(P_T\)：雷达发射功率（dBm）；
\(G\)：雷达主波束天线增益（dB）；
\(F\)：雷达工作频率（MHz）；
\(\sigma\)：目标雷达散射截面（m²）；
\(S_R\)：雷达接收机灵敏度（dBm）。
接收机侦测雷达信号的距离由下式给出：
其中：
\(R_{\text{DRCVR}}\)：接收机的侦测距离（km）；
\(P_T\)：雷达发射功率（dBm）；
\(G_{\text{R/RCVR}}\)：雷达天线在接收机方向上的增益（dB）；
\(F\)：雷达工作频率（MHz）；
\(G_{\text{RCVR}}\)：接收机天线增益（dB）；
\(S_{\text{RCVR}}\)：接收机灵敏度（dBm）。
这些公式适用于图 3.37 和图 3.38 中的情况。通过代入实际值并设定带宽和处理增益（影响灵敏度），可以用于分析 LPI 雷达在真实场景中的表现。
3.9.5 LPI 优值指标（Figure of Merit）¶
LPI 雷达的优值指标可定义为雷达探测目标的距离与其信号被 ESM 接收机侦测的距离之比。
图 3.38：最具挑战性的 LPI 定义是“安静”雷达，其探测目标的距离与目标上接收机可侦测其信号的距离相等。
接收机侦测距离与雷达探测距离的比值随着接收机天线增益增加而提高，随着目标雷达截面减小而提高。当接收机灵敏度相比雷达接收机灵敏度提高时，该比值也会提高。
需要注意的是，灵敏度越好，其“灵敏度数值”越小（数值为更大的负数）。因此，在前述两个探测距离公式中，灵敏度值越低（即越负），探测距离越大。
3.9.6 影响探测距离的其他因素¶
上述公式未包含两个重要因素：
- 雷达的探测距离实际上取决于从目标反射回来的能量是否能被相干处理，而不仅仅是发射的峰值功率；
- 灵敏度受多个参数影响。
3.9.6.1 从目标回波中相干处理的能量¶
雷达方程中的接收能量项还包含“目标照射时间”，即雷达可以相干积累回波信号的时间。因此，探测距离可表示为平均功率与目标照射时间的函数。只要目标在雷达波束内并可进行相干积分，就可以通过增加功率或延长信号时间来提高探测能力。
此外，雷达测距精度取决于脉冲宽度，距离分辨率常用公式为：
其中：
\(\Delta R\)：距离分辨率；
\(\tau\)：脉冲宽度；
\(c\)：光速。
信号调制可以在给定信号持续时间下获得更好的距离分辨率。调制方式包括频率调制（啁啾）或相位反转（二进制相位键控，BPSK，见 3.5 节），还可以使用其他相位调制方式，如正交相位键控（QPSK）或更高阶相位调制（M 阶 PSK）。
由于 ESM 接收机依赖雷达信号的峰值功率来探测信号，因此如果雷达使用低功率、长持续时间的调制信号并结合一定的调制技术（见图 3.39），则既能保持良好分辨率，又能获得更远的探测距离优势。
3.9.6.2 灵敏度因素¶
通常我们将接收机的灵敏度视为带宽、噪声系数与所需信噪比的函数。如图 3.40 所示，接收机的灵敏度（以 dBm 表示，即接收机能够接收并完成其功能的最小信号）等于 \(kTB\)（以 dBm 表示）、噪声系数（以 dB 表示）和所需信噪比（以 dB 表示）三者之和。在雷达分析中，所需信噪比通常设为 13 dB，而 \(kTB\) 一般取为：
其中：
\(kTB\)：热噪声功率（dBm）；
\(\mathrm{BW}\)：有效接收带宽（MHz）。
图 3.39：通过增加脉冲持续时间，雷达可以在不降低照射目标能量的情况下降低发射功率。
图 3.40：接收机灵敏度（dBm）是 \(kTB\)、噪声系数与所需信噪比的对数和。
然而，在 LPI 信号的分析背景下，还有另一个重要因素需要考虑——处理增益。处理增益的作用是通过利用信号调制的某些特性，等效缩小接收机的有效带宽。当雷达接收机能实现该处理增益而敌方接收机无法做到时，LPI 优势就体现出来了。
雷达接收机能获得带宽优势，是因为它可以将接收机和信号处理精确匹配到自身的发射信号上，而截获接收机必须接受各种不同类型的信号，并执行参数测量以识别信号种类。例如，脉冲雷达仅需确定脉冲往返时间，并可通过多脉冲积分实现测距，因此它对脉冲形状并不敏感，其有效带宽（包含处理增益）远小于脉冲宽度的倒数。而截获接收机必须测量脉冲宽度，这要求脉冲具有明确的前沿与后沿，因此接收机带宽至少需要为脉冲宽度倒数的 2.5 倍或更大（见图 3.41）。
3.9.6.3 相干检测¶
电子战接收机无法对雷达信号进行相干检测，而 LPI 雷达可以做到这一点，因为发射机与接收机通常处于同一平台。当信号调制中引入随机性时，这一优势更加明显。最极端的例子是用真正的噪声对雷达信号进行调制。使用噪声调制的 LPI 雷达被称为随机信号雷达（RSR）。RSR 使用多种技术将返回信号与已延迟的发射信号进行相关，如图 3.42 所示。使相关输出达到峰值所需的延迟量即为目标距离。由于发射信号是完全随机的，截获接收机无法进行相关处理，只能通过能量检测手段检测信号的存在，无法获取调制信息。这种检测方式远不如雷达接收机所采用的相关处理效率高。
图 3.41：如果接收机带宽小于脉冲宽度的倒数，则难以测量脉冲参数，但可通过积分方式确定脉冲到达时间；带宽大于脉冲宽度倒数时，则可测量脉冲参数。
图 3.42：随机信号雷达发射带有随机调制的信号，其通过将回波信号与延迟后的发射信号进行相关，来确定目标距离。
3.9.6.4 当前的 LPI 雷达¶
过去二十年间，已经有多个被认为具有 LPI 特性的雷达系统被开发和部署。这些雷达采用频率调制与相位编码技术，在获得测距分辨率的同时，通过发射长时间低功率的信号来降低其可探测性。目前仍有多个此类系统处于研发中，且相关文献中也已有对随机信号雷达的技术描述。
在所有情况下，LPI 雷达的性能通常以探测距离比值来描述，即在特定交战条件下（例如目标雷达截面积等参数设定）目标可探测的距离与被敌方接收机截获的距离之比。同时也使用“预警时间”这一指标，即目标平台上的敌方接收机首次截获雷达信号与雷达成功探测到目标之间的时间差。此类评估也需要设定交战参数，例如目标的接近速度、RCS 值及所用接收机类型等。