7. 现代通信威胁¶
7.1 引言¶
通信威胁正在以显著且具有挑战性的方式发生变化。低截获概率（LPI）通信的日益普及已经成为电子战（EW）通信链路面临的重大挑战。此外，如今的防空导弹及其相关雷达大量使用互联数据链。无人机（UAV）在侦察、电子战和武器投放中被广泛且日益使用，它们对通过指挥与数据链与地面站互联高度依赖。最后，手机不仅在非对称战争情况下用于指挥与控制功能，还被用于引爆简易爆炸装置（IED）。
正如第4章中描述现代雷达威胁一样，这些现代通信威胁也以通用方式进行描述。这允许在不涉及机密信息的情况下描述电子战技术。随后，当您在实际情况中应用电子战时，可以将从机密来源获得的参数代入。
7.2 LPI 通信信号¶
与 LPI 通信相关的信号具有特殊调制设计，使其难以被常规接收器检测到。理想情况下，敌方接收器甚至无法判断此类信号的存在。这是通过扩展 LPI 信号广播的频率范围来实现的。因此，它们也被称为扩频信号。如图 7.1 所示，这类信号会应用一种特殊的二次调制以扩展其频谱。使用三种类型的扩频调制：
- 频率跳变：发射机周期性地跳变到伪随机选择的频率。跳变范围远大于承载通信信息的信号带宽（即信息带宽）。
- 线性调频（Chirp）：发射机在显著宽于信息带宽的频率范围内快速调谐。
- 直接序列扩频（Direct sequence spread spectrum）：信号以远高于传输信息所需的速率进行数字化，从而将信号能量扩展到宽带宽上。
还有一些 LPI 信号同时采用上述多种扩频技术。
如图 7.1 所示，接收端的扩频解调器必须与发射端的扩频调制器同步，以逆转扩频调制（见图 7.2）。这会将信号恢复到扩频前的带宽，我们称之为信息带宽。同步要求调制器和解调器由相同的伪随机函数控制，该函数基于数字码序列。此外，接收端的码必须与发射端码同相。这需要在系统启动时以及接收机或发射机长时间失去通信时进行同步程序。除了同步要求外，扩/解扩过程对从发送端到接收端传递信息的人或计算机来说是透明的。在某些情况下，同步需要在开始传输前有一定延迟。
图 7.1 LPI 通信系统为传输安全增加了特殊的频率扩展调制。
图 7.2 与扩频调制器同步可以去除目标接收信号的扩频调制，但不会影响干扰信号。
我们将在后续章节中讨论每种频率扩展技术，同时介绍用于干扰这些技术的方法。请注意，第2章中有一节讨论码的生成及其用途。
7.2.1 处理增益¶
从 LPI 信号中去除扩频调制被称为产生处理增益。这是因为扩频信号在普通接收器接收时具有非常低的信噪比（SNR）。经过解扩后，接收信号的 SNR 会显著提高。然而，对于那些没有精确匹配的扩频调制的信号，则无法解扩，因此不会获得处理增益。此外，如图 7.3 所示，扩频解调器实际上会对窄带信号进行扩展，从而降低其在输出通道中的信号强度。
图 7.3 扩频解调器将匹配的 LPI 信号压缩到其信息带宽中，同时也会扩展窄带信号。
7.2.2 抗干扰优势¶
图 7.4 展示了 LPI 通信系统的抗干扰优势。抗干扰优势指在 LPI 系统接收端位置所需接收的信号功率，以提供与非扩频系统接收机在全部干扰信号功率位于其带宽内时相同的干扰-信号比（J/S）。这个比值等于信息带宽与 LPI 信号传输带宽的比率。这假设干扰信号已扩展覆盖 LPI 信号的整个扩频频率范围。如我们将看到的，在某些情况下存在能够部分克服该优势的复杂干扰技术。
7.2.3 LPI 信号必须是数字化的¶
正如本章后续将看到的，每种扩频技术都要求输入信号为数字形式。数字化使信号能够进行时间压缩，并在某些扩频方案要求的传输间隙中进行广播。这也可能是由调制方式的特性所决定的。由于这一要求特定于所使用的扩频技术，因此将在后续相关章节中讨论。请注意，第 5 章比本章更详细地介绍了数字通信。
这意味着，要成功干扰扩频信号，只需要 \(0-\mathrm{dB} \mathrm{J}/\mathrm{S}\)，并且可能远低于 \(100\%\) 的占空比。对数字信号的干扰之所以有效，是因为它会产生比特错误。比特错误率是接收错误比特的数量与接收总比特数的比值。如图 7.5 所示，无论 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 多少，比特错误率都不可能超过 \(50\%\)。在 \(0-\mathrm{dB} \mathrm{J}/\mathrm{S}\) 下，比特错误率接近 \(50\%\)。增加干扰功率超过此点只会产生极少的额外错误。基于经验的广泛认可的假设是，当比特错误率在几毫秒内至少达到 \(33\%\) 时，无法从被干扰的信号中恢复任何信息。（部分作者甚至将这一阈值设定为 \(20\%\)。）
图 7.4 LPI 通信的抗干扰优势是传输带宽与信息带宽的比值。
图 7.5 数字信号接收机的比特错误率不可能超过 \(50\%\)。\(0 \mathrm{~dB} \mathrm{~J}/\mathrm{S}\) 会导致接近该水平的错误。
正如后续章节所示，LPI 信号的数字特性允许采用一些巧妙的干扰技术。
7.3 频率跳变信号¶
频率跳变信号可以说是 LPI 信号中最重要的一类，这既因为其被广泛使用，也因为它们能够提供非常宽的频率扩展。
图 7.6 展示了频率跳变信号的频率-时间示意图。信号在一个频率上停留短暂时间后，再跳到另一个随机选择的频率。信号在某一频率上的停留时间称为跳频持续时间（hop duration）。跳频率指每秒跳频次数。跳频范围是可以选择传输频率的频率范围。每次跳频时，整个信号带宽都会移动到指定频率。典型示例是 Jaguar VHF 频率跳变无线电，其信号带宽为 25 kHz，跳频范围可达 30 至 88 MHz（即 58 MHz 跳频范围）。
图 7.7 展示了频率跳变发射机的框图。数字调制信号通过一个调谐到伪随机选择频率的合成器转换为跳频信号。频率跳变接收机的前端也有一个合成器，其调谐频率与发射机合成器相同。这需要发射机和接收机共有的同步方案。当接收机首次开启时，需要经过较长的同步程序。每次接收到新信号时，接收机都必须进行有限的重新同步程序。为了适应这个同步周期，当频率跳变收发机按下发射键时，可以在耳机中插入短音延迟语音传输的开始。在数字数据传输时，这种延迟可以自动实现。
图 7.6 频率跳变信号在一条消息中多次改变其发射频率。
图 7.7 频率跳变发射机包含一个伪随机调谐的合成器，以在宽频率范围内快速跳变发射信号。
7.3.1 慢跳频与快跳频¶
频率跳变系统可以是慢跳频系统或快跳频系统。慢跳频系统（如上述 Jaguar）在每次跳频中传输多个比特。快跳频系统在每个数据比特期间会跳到多个跳频频率。图 7.8 展示了这两种波形。
慢跳频
快跳频
图 7.8 慢跳频每次跳频传输多个比特；快跳频每比特有多个跳频。
7.3.2 慢跳频¶
慢跳频系统使用如图 7.9 所示的锁相环（PLL）合成器。该合成器可以设计覆盖非常宽的频率范围，并支持多个跳频。例如，Jaguar 的带宽为 25 kHz，可跳频覆盖 58 MHz，这提供了最多 2,320 个跳频频率。注意，该系统还具有较小的跳频范围（可在 58 MHz 内选择 256 或 512 跳频），以避免高占用频率范围。
由于所有信号功率在单一传输频率上停留足够长的时间以传输多个比特，慢跳频相对容易被接收机检测到。然而，频率的持续变化和不可预测性使得执行重要的电子战功能（如发射源定位和干扰）变得困难。
锁相环合成器中反馈环路的带宽设计用于优化性能。带宽越宽，合成器调整到新频率的速度越快；带宽越窄，信号质量越高。频率跳变系统中典型的合成器可在约等于跳频周期 15% 的时间内接近最终跳频频率。因此，在 100 跳/秒的情况下，系统将在每次跳频开始时花费 1.5 ms 等待合成器稳定。如图 7.10 所示，系统只能在该稳定时间之后传输信息。这 15% 的数据（或语音）中断会使系统无法使用。
图 7.9 慢跳频通常使用锁相环合成器，其环路带宽在稳定时间与信号质量之间优化。
为了听到并理解语音信号，我们需要连续的信号。因此，需要将输入信号数字化并放入先进先出（FIFO）设备中。例如，该信号可能为 16 kbps。然后，在合成器稳定期间，信号以约 20 kbps 的速率从 FIFO 中输出。在接收端，该过程反向进行。20 kbps 的数据输入 FIFO，并以 16 kbps 的速率输出为连续信号。
图 7.10 慢跳频必须在合成器稳定在每个新跳频频率后才能开始传输。
当发射机和接收机的跳频时间与频率同步，并且稳定时间的中断被消除后，频率跳变过程对用户基本上是透明的。虽然上述讨论考虑的是语音信号，但同样的考虑显然适用于数字数据传输。
7.3.3 快跳频¶
快跳频信号对敌方接收机构成更大的挑战，因为其频率变化非常迅速。信号在接收机带宽内的停留时间与所需接收机带宽存在反比关系。一个常用的经验法则是，停留时间必须等于带宽的倒数（例如，\(1\ \mu s\) 的停留时间需要 \(1\ \mathrm{MHz}\) 带宽）。由于系统所承载的信息带宽远小于此，接收机的灵敏度会受到严重影响。
同步接收机可以去除跳频，从而允许接收机其他部分以所承载信息信号的带宽工作。由于敌方接收机无法去除跳频，它必须在更宽的带宽下工作。这使得信号的检测变得困难，从而提高了传输安全性。
快跳频的一个问题是需要更复杂的合成器。图 7.11 展示了直接合成器的框图。它有多个振荡器，并快速切换一个或多个振荡器进入组合/滤波网络以生成单一输出频率。由于这一过程比调谐锁相环快得多，直接合成器可以在每个数据比特期间多次切换频率。由于直接合成器的复杂度与其可输出的信号数量成正比，因此快跳频系统的跳频频率通常少于慢跳频（即锁相环）系统。
图 7.11 快跳频系统通常使用直接合成器。其增加的复杂性可能限制跳频频率的数量。
7.3.4 抗干扰优势¶
无论是慢跳频还是快跳频系统，其抗干扰优势都是跳频范围与接收机带宽的比值。接收到的干扰信号总功率若分布在整个跳频范围内，则必须按此比值增加功率，才能达到固定频率系统中实现的干扰-信号比（J/S）。以 VHF Jaguar 为例，\(58\ \mathrm{MHz}/25\ \mathrm{kHz} = 2,320\)，或 33.7 dB。
频率跳变系统有效干扰的主要问题在于，被干扰的系统每次仅使用一个（随机选择的）通道，而干扰器必须覆盖目标发射机可能选择的所有通道。
针对频率跳变系统的干扰通常有三种方法：扫射干扰（barrage jamming）、部分带干扰（partial-band jamming）和跟随干扰（follower jamming）。
7.3.5 扫射干扰¶
扫射干扰器覆盖目标系统跳频的整个频率范围，如图 7.12 所示。因此，目标发射机/接收机选择的任何通道都会受到干扰。这种方法的一个显著优点是干扰器无需接收跳频信号，从而消除了透视接收（look-through）的需求。由于在远程干扰器中实现透视接收较为困难，扫射干扰可能是理想的方法。
扫射干扰有两个主要缺点。其一是误伤（fratricide）。扫射干扰会干扰在同一地理区域内运行的任何友方通信（无论是固定频率还是跳频）。其二是效率低下。由于需要干扰所有可能的通道，每个通道的功率由以下公式确定：
图 7.12 扫射干扰器将其功率分配到所有跳频通道中。
功率/通道 = 干扰器总功率 / 可用跳频通道数
解决这两个问题的方法是将干扰器放置在敌方接收机附近。记住，\(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 是目标接收机中接收的干扰信号强度与接收的期望信号强度之比。信号强度会随发射机到接收机的距离平方或四次方衰减（取决于频率和几何条件；见第 6 章）。因此，当接收机与干扰器的距离减小时，\(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 会增加。如果目标接收机的距离显著短于友方接收机的距离，误伤将显著降低。
如果已知敌方接收机的位置，这一点很清楚。在正常战术情况下，发射源定位系统不会告诉你接收机的位置。然而，你可以通过其他方式确定接收机的位置；例如，如果敌方网络使用收发机，接收机会与发射机位于同一位置。第二个非常重要的例子是无线电频率简易爆炸装置（RFIED），接收机位于武器上，通常靠近其预定目标。第三个例子是干扰手机基站的上行链路，此时接收机位于基站塔内。实际上，将扫射干扰器放置在敌方附近，可以实现最大 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 并最小化对友方通信的误伤。这一考虑同样适用于部分带宽干扰。
图 7.13 展示了一个例子。一个 1 W ERP 的 VHF 发射机距离其目标接收机 10 km，发射机和接收机均使用离地 2 m 的鞭状天线。信号在 1,000 个通道上跳频。一个 1 W ERP 的扫射干扰器位于目标接收机附近 1 km、高度 2 m。两条链路的传播模式均为双径。使用第 6.2 节的公式，干扰器总功率与接收的期望信号功率比（信号一次仅占用一个通道）为 40 dB。将干扰功率分配到 1,000 个跳频通道，每个通道功率降低 1,000 倍（即 30 dB）。因此，目标接收机的有效 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 为 10 dB。（记住第 7.2.3 节，仅需 0 dB 即可实现有效干扰。）如果友方接收机距离干扰器 25 km（类似 10 km 链路操作），其 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 为 -16 dB。若其在 1,000 个通道跳频，有效 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 会降至 -46 dB。
图 7.13 扫射干扰器距离目标接收机 1 km、距离友方接收机 25 km，可在提供优异 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 的同时避免误伤。
7.3.6 部分带宽干扰¶
部分带宽干扰仅覆盖跳频范围的一部分，如图 7.14 所示。干扰器覆盖的频率范围由以下步骤确定：
- 确定总体 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\)（以分贝计）；即接收到的干扰总功率除以接收到的期望信号功率。
- 将 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\)（分贝）转换为线性形式。例如，30 dB 相当于比值 1,000。
- 将干扰频率扩展到由下式确定的带宽：
非分贝 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 比值 × 跳频通道带宽
在上述示例中，将信号划分为 1,000 个通道会将 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 降低 30 dB，从而在干扰覆盖的每个跳频通道中产生 \(0\ \mathrm{dB J}/\mathrm{S}\)。
由于目标信号在整个跳频范围内随机跳频，干扰占空比通过将被干扰的通道数除以跳频范围内的总通道数来计算。
对于数字化语音，所需占空比通常接受为 33%，尽管一些电子战作者有力地论证，在许多情况下 20% 或更低的占空比也能有效。
图 7.14 部分带宽干扰将干扰分配到可以达到每通道 0 dB J/S 的通道数上。
部分带宽干扰的示例如下。假设一个跳频系统的通道带宽为 25 kHz，跳频范围为 58 MHz。如果干扰器可以提供总 \(\mathrm{J}/\mathrm{S}\) 为 29 dB，则需将其分布在 794 个通道（19.9 MHz）上，以实现每通道 0 dB。跳频通道总数为：
干扰占空比为：
794 / 2,320 = 34.2%
关于部分带宽干扰的几个要点：
- 由于 0 dB 干扰和 33% 占空比可以产生有效干扰，这使得干扰器的使用最为高效（即在可用 ERP 条件下实现最大干扰效果）。
- 所需干扰占空比必须在每秒传输中持续，否则有用信息可能会传递出去。
- 被干扰的频段必须在跳频范围内移动，否则目标系统可以缩小跳频范围以避开被干扰的通道。
- 如果目标系统使用了纠错码，为实现有效干扰，需要增加干扰占空比。
7.3.7 扫掠点干扰¶
扫掠点干扰覆盖跳频范围的一部分，但会在整个范围内扫掠其干扰点，如图 7.15 所示。这是部分带宽干扰的一种特殊应用，在远程干扰器中非常有效。
7.3.8 跟随干扰器¶
跟随干扰器在跳频周期的一小部分时间内确定频率跳变系统调谐到的频率，然后将干扰器设定到该频率以干扰余下的跳频时间。宽带数字接收机可以利用快速傅里叶变换（FFT）处理快速测量信号频率。然而，战术信号环境的高密度为系统增加了额外要求。图 7.16 显示了在低密度环境中频率与发射源位置的关系。图中的每个点代表一次传输的信号频率和发射源位置。频率跳变系统在单一位置上有许多频率。在实际环境中，最多可有 10% 的可用通道在任意时刻被占用。这意味着在 30 至 88 MHz 的 VHF 频段上，将有约 232 个信号（假设每个信号通道 25 kHz）。跟随干扰器必须确定这 232 个信号的频率和位置，并找出目标位置发射的频率，然后将干扰器设定到该频率。
图 7.15 扫掠点干扰覆盖所有跳频通道，但占空比低于 100%。
图 7.16 跟随干扰器必须在目标位置发射机的频率上进行干扰。
一个重要的附注：我们一直在说干扰接收机，而不是发射机。然而，通过确定敌方网络中发射机的频率，我们就知道网络中接收机的调谐频率。在发射频率上进行干扰可以干扰网络中所有敌方接收机。
跟随干扰的一个显著优势是它将所有干扰功率集中在被干扰跳频系统正在使用的通道中。同时，它仅干扰敌方在该时刻正在使用的频率。友方跳频系统在该时间使用该频率的概率极低，因此误伤最小化。图 7.17 显示了跟随干扰器的时序。在跳频周期的前半段，跳频器正在稳定到其新频率。然后干扰器必须找到所有存在信号的频率和位置，并选择要干扰的频率（即目标信号位置发射的频率）。随后考虑传播延迟。完成所有这些过程后，跳频周期的剩余时间可用于干扰。如果干扰持续时间至少为跳频周期的三分之一，干扰将有效。
图 7.17 跟随干扰器需要足够快的分析速度，以允许稳定、传播延迟以及足够的干扰占空比。
7.3.9 FFT 时序¶
跟随干扰器确定适当干扰频率的速度取决于接收机配置和处理器速度。以图 7.18 的系统配置为例。干扰器包括相位匹配的双通道干涉仪，用于确定每个接收信号的到达方向。RF 前端覆盖感兴趣频率范围的一部分，并输出中频（IF）信号给数字化器。I&Q 数字化器以极快的采样率捕获 IF 信号的幅度和相位。数字信号处理器（DSP）执行 FFT，以确定其识别的任何信号通道中存在信号的相位。FFT 会将数字化的 IF 数据划分为通道数等于处理样本数的一半。例如，如果输入 FFT 过程的样本数为 2,000，则信号将被处理为 1,000 个通道。注意，I&Q 样本实际上是独立的，因此 1,000 个 I&Q 样本可以分析 1,000 个通道。
如果第二个数字干涉仪系统同时输入所有存在信号的到达方向信息，则控制干扰器的计算机将知道每个接收信号的位置，并可将干扰器设定到目标位置信号的瞬时频率（即目标信号跳频频率）。
[1] 中描述了一个典型的数字干涉方向测量系统。在该系统限制条件下，可以在 1.464 ms 内确定假设存在的 30 至 88 MHz 范围内所有 232 个信号的频率和到达方向。两个这样的系统可以协作，在相同时间内确定所有 232 个信号的发射源位置。
图 7.18 跟随干扰器必须确定环境中所有信号的频率和位置。
7.3.10 跟随干扰中的传播延迟¶
无线电信号以光速传播。信号必须从发射机到达干扰站点。分析和频率设定完成后，干扰信号必须到达接收机位置。图 7.19 展示了一个干扰几何示意图。目标系统的发射机和接收机相距 5 km，因此系统中必须预留 16.7 μs 的传播时间。为了讨论，我们假设干扰器位于 50 km 外。此时双向传播延迟为 167 μs。这意味着发射机稳定到新跳频后的 334 μs 时间不可用于分析或干扰。
7.3.11 可用干扰时间¶
结合所述系统和部署几何中的位置分析及传播延迟时间，有 1.798 ms 的时间不可用于干扰。如果频率跳变系统每秒跳频 100 次，则每次跳频可用于干扰的时间为：
相比目标发射机可用于发送数据的时间（\(10\ \mathrm{ms} - 1.5\ \mathrm{ms} - 16.7\ \mu \mathrm{s} = 8.483\ \mathrm{ms}\)），我们干扰了 80% 的传输比特。因此，干扰将是有效的。
图 7.19 跟随干扰器的有效性可能受到传播延迟的严重影响。
然而，如果目标信号为每秒 500 跳频，跳频仅 2 ms，扣除 15% 的稳定时间后剩余 1.7 ms 数据。我们的分析和传播延迟时间（1.798 ms）超过了该时间，因此在此部署几何下，该系统无法有效干扰信号。
作为对干扰的额外保护，信号数据比特有时会在跳频开始阶段提前加载，如图 7.20 所示。这减少了敌方接收机确定目标发射机跳频频率的时间。
本讨论的重点是，需要考虑数字化参数和部署情况，以预测跟随干扰器的有效性。在每秒 500 跳频的示例中，显然需要更快的数字化器和/或更短的干扰距离。
7.3.12 慢跳频与快跳频¶
上述所有技术均适用于慢跳频系统。然而，快跳频系统（每比特跳频）不易受到跟随干扰。在任何合理的战术环境中，传播延迟会使分析和频率设定变得不切实际。因此，快跳频必须使用扫射干扰或后续章节描述的直接序列扩频（DSSS）信号干扰技术。
图 7.20 为增强抗干扰能力，信号数据可以在跳频周期开始阶段提前加载。
7.4 啁啾信号¶
尽管啁啾通常与雷达中提高距离分辨率相关，但它也可用于通信中的抗干扰保护。在此情况下，频率调制称为啁啾，它产生处理增益，使信号的检测或干扰更为困难。
实现啁啾有两种方法。一种是将数字信号线性扫描到远大于其信息带宽的频率范围内。另一种是在数字信号的每个比特上施加啁啾。两者的处理增益均基于扫描范围与信号信息带宽的比值。一般而言，处理增益会按等量降低有效干扰与信号比（J/S）。如下文所述，有方法可以提高针对啁啾信号的有效 J/S。
7.4.1 宽线性扫描¶
使用图 7.21 所示方法，将数字调制的中频（IF）信号扫描到远大于信号所携带信息带宽的频率范围。这产生了如图 7.22 所示的发射波形。注意，为防止敌方接收机与其同步，扫描的起始时间是随机变化的。目标接收机具有类似的电路，其扫描振荡器与发射机同步。如前所述，对于频率跳变系统，信息必须以数字形式传输，以便在扫描的线性部分以更快的比特率传输，并在接收机中恢复为恒定比特率。否则，将出现显著的信号丢失，干扰通信。
由于数据是数字化的，最佳干扰会在接收信号中产生约 33% 的比特错误率，因此在不复杂的干扰器中，部分带宽干扰将提供最佳实际干扰性能。如果啁啾发射机具有固定的扫描同步模式，或者干扰信号可以被延迟（例如使用 DRFM），则分析啁啾模式并与跟随干扰器匹配可能是可行的。这将显著提高 J/S，通过克服目标接收机的处理增益优势。注意，啁啾的扫描速率不必恒定，可以遵循任意所需的频率-时间模式。
图 7.21 啁啾可应用于数字数据流，以提供反检测和抗干扰保护。
图 7.22 啁啾信号在大频率范围内扫描，其扫描周期的起始时间为伪随机选择，从而防止敌方接收机同步啁啾扫描。
7.4.2 每比特啁啾¶
大多数文献中讨论的啁啾通信技术是在每个传输的数据比特上施加啁啾调制，并在接收机中恢复数字数据，如图 7.23 所示。啁啾可以通过扫描振荡器或使用声表面波（SAW）啁啾发生器施加。接收机中的去啁啾滤波器将具有特定啁啾特性的信号转换为脉冲，因为它具有线性频率延迟特性。实际上，信号被延迟到啁啾周期结束以产生输出脉冲。在此图中，施加的是上升啁啾，因此去啁啾滤波器必须随频率增加而减少延迟。这种啁啾技术允许数字数据以两种不同方式携带：并行二进制通道或具有脉冲位置多样性的单通道。
图 7.23 当在数字信号的比特上施加扫描 FM 时，可通过匹配的去啁啾滤波器处理以产生脉冲。
7.4.3 并行二进制通道¶
在某些系统中，逻辑“1”导致一个啁啾方向（例如升频），而逻辑“0”导致相反的啁啾方向（在此例中为降频）。这种类型的系统如图 7.24 所示。啁啾频率斜率通常是线性的。在接收机中，每个接收到的比特都会在相应的去啁啾滤波器中产生一个脉冲输出。图中数据显示输入数据流为 \(1,0,1,1,0\)；因此，上升啁啾滤波器为第 1、3 和 4 个比特输出脉冲，而下降啁啾滤波器为第 2 和第 5 个比特输出脉冲。这些脉冲被转换为逻辑比特，以重现发射机的数字输入。
处理增益为啁啾频率偏移与比特持续时间的乘积，也等于啁啾偏移与数据比特率的比值。如果在平均频谱分析仪中分析，发射波形如图 7.25 所示。这可以确定啁啾调制的端点。如果在该频率范围内施加噪声干扰，J/S 将被处理增益降低。然而，由于发射信号是数字信号，可施加脉冲干扰（在干扰脉冲存在期间产生比特错误）以提高干扰效果。
图 7.24 如果在数字信号的每个比特上施加啁啾且对 1 和 0 的扫描方向相反，两个去啁啾滤波器（一个匹配上升啁啾，一个匹配下降啁啾）将为每个 1 或 0 产生脉冲。这些脉冲可用于重现原始数字数据流。
图 7.25 平均频谱分析仪将显示信号上啁啾覆盖的频率范围。
如果使用频谱分析仪确定啁啾斜率和端点，可以使用线性啁啾信号作为干扰波形。干扰啁啾可以是随机正或负。由于数据信号的 1 和 0 数量大致相等，因此大约一半比特将在全 J/S 下被干扰。50% 的比特错误率足以阻止受干扰通道上的信息传输。
7.4.4 单通道脉冲位置多样性¶
如图 7.26 所示，接收机去啁啾滤波器的脉冲时间取决于发射机啁啾发生器的起始频率。因此，如果逻辑 1 从一个频率开始而逻辑 0 从另一个频率开始，去啁啾滤波器的脉冲时间将允许通过时间区分 1 和 0。在此示例中，使用上升啁啾，0 的啁啾起始和结束频率高于 1 的啁啾。这将导致 0 的脉冲输出延迟较少，而 1 的脉冲输出延迟较多。图中输入数据流为 \(1,0,1,1,0\)，第 1、3、4 个比特的脉冲输出延迟，第 2 和第 5 个比特的脉冲输出提前。
一种用于啁啾通信系统的专利利用上述 1 和 0 的时间分离，并具有伪随机起始频率选择功能以增强安全性。这使得去啁啾滤波器的输出脉冲呈伪随机时间模式。目标接收机与发射机同步，可解析该时间随机性。
图 7.26 如果逻辑 1 和 0 的啁啾起始频率不同，匹配去啁啾滤波器的脉冲输出将具有不同延迟，从而重现原始数据流。
在整个啁啾范围内施加噪声干扰，其 J/S 将被处理增益降低。同样，脉冲干扰可提高干扰器效果，使用与发射信号匹配的啁啾波形（随机 1 和 0）将显著提高 J/S。
7.5 直接序列扩频信号¶
直接序列扩频（DSSS）信号是通过应用二次数字调制在频率上扩展的数字信号。数字信号具有如图 7.27 所示的频谱特性，其典型零点到零点的带宽等于调制比特率的两倍。图 7.28(a) 显示了仅存在信息调制时信号的频谱。图 7.28(b) 显示了施加更高比特率的扩频调制后的频谱。扩频调制中的比特称为“片（chip）”。该图不够真实，因为扩频调制片率仅显示为信息调制率的五倍；实际上，为了提供足够的处理增益，扩频调制通常为信息比特率的 100 到 1,000 倍。
图 7.27 DSSS 信号，像任何数字信号一样，其能量在频谱上分布依赖于比特率。
图 7.28 对数字信号施加第二个更宽的数字调制可扩展其频谱并降低信号强度密度。
如图 7.29 所示，对接收信号施加解扩调制以去除扩频调制，从而解扩信号并按扩频因子增加其频率上的信号强度，例如，如果扩频调制片率是信息比特率的 1,000 倍，信号将增强约 30 dB。这是一种仅适用于接收机设计接收的信号的处理增益。
扩频调制是伪随机码。图 7.30 所示的解扩器是图 7.29 方框图中的扩频解调器。它施加了与发射机中信号相同的调制，从而去除信号上的扩频调制，恢复原始信息信号。如果接收机中应用的码与发射机不同，信号不会被解扩，仍保持其低（即扩展）信号强度。注意，由于解扩过程与扩展过程相同，非扩展信号输入到接收机将被扩展，从而按扩频因子减弱信号强度，这就是 DSSS LPI 方法的抗干扰性能。
图 7.29 DSSS 接收机施加与扩展信号相同的码，从而去除扩频调制。
图 7.30 解扩过程同样会扩展和减弱未使用匹配码调制的信号。
7.5.1 干扰 DSSS 接收机¶
如果扩频码已知（如商业系统中可能情况），干扰信号可以适当调制并通过接收机，经处理增益增强。然而，在军事应用中，码通常未知，因此 J/S 预计会被扩频因子降低。
如 7.3 节所述，数字信号通过产生比特错误进行干扰最有效，0 dB 的 J/S 会产生接近 50% 的比特错误（最大比特错误率）。增加干扰功率对接收机几乎没有影响。DSSS 信号是数字信号，因此经过接收机处理后的 0 dB J/S 已足够。记住处理增益对期望信号的作用。
由于任何接收的干扰信号都会按相同比例减弱，因此使用接近 DSSS 发射机中心频率的简单连续波（CW）信号是合理的。
7.5.2 持续干扰¶
持续干扰可用于 DSSS 信号，但请记住，J/S 会被接收机的处理增益降低，且 CW 信号同样有效（而且更容易生成）。
持续干扰的优点是操作简单，无需透视（look-through）。因此，这种干扰类型与无人机、炮兵布置或手动布置的远程干扰器高度兼容。
7.5.3 脉冲干扰¶
由于数字 DSSS 信号在 33% 的比特错误率（在某些情况下甚至更低）下即可变得不可理解，因此干扰可以远低于 100% 的占空比。通常，脉冲干扰器能够在短时间内传输比连续干扰器更高的峰值功率。
需要注意的是，如果目标通信系统使用带交织的纠错码，则使用脉冲干扰可能不切实际。
7.5.4 近端（Stand-In）干扰¶
回到第 6 章的基本 J/S 公式，可见 J/S 强烈受干扰器到目标接收机距离的影响。如果采用视距传播，干扰器注入接收机的功率（及 J/S）随干扰器到接收机距离的平方递减。因此，通过减小距离，J/S 将按平方增加。如果采用双程传播，J/S 随距离减少按四次方增加。
近端干扰涉及将干扰器放置在目标接收机附近，通常使用远程干扰器，可通过指令或自动定时启动。干扰方式可以是持续干扰（barrage）或其他宽带干扰波形。理想情况下，近端干扰器距离友方通信足够远，以避免自相干扰（fratricide）。
7.6 DSSS 与频率跳变（Frequency Hop）¶
图 7.31 是跳频 DSSS 发射机的框图。信息信号为数字信号，直接序列调制器通常会将更高比特率的数字信号加入信息信号，结果是产生高比特率的数字信号。
图 7.32 显示了跳频 DSSS 信号的频谱。频谱中的每个峰值都是典型数字频谱的主瓣（如图 7.27 所示）。跳频频率通常选取使数字频谱的主瓣相互重叠。例如，如果扩频片率为 5 Mbps，则数字频谱的零点到零点带宽为 10 MHz。跳频可以间隔约 6 MHz 选择。
干扰此类信号时，需要将干扰信号放置在跳频附近。例如，如果使用脉冲干扰，则必须对每个跳频施加干扰，或在干扰器检测到活动跳频后对其施加干扰。
图 7.31 跳频 DSSS 发射机对数字扩频信号施加频率跳变调制。
图 7.32 DSSS 与频率跳变结合的信号在跳频中心产生重叠的数字频谱。
7.7 自相干扰（Fratricide）¶
任何通信干扰环境都有可能出现自相干扰，即意外干扰友方通信。特别是在使用宽带（持续）干扰时，友方指挥控制通信、数据链路和指挥链路可能遭受严重性能下降。
有人误以为干扰器有效范围之外通信不会受影响。图 7.33 生动说明了这一误解的危险性。干扰器有效范围与火器有效射程类比恰当：火器的有效射程是射击者能够命中并对目标造成足够伤害的距离；子弹会飞得更远。同样，干扰器的有效范围是它能够在敌方接收机产生足够 J/S 以阻止有效通信的距离（含安全裕度）；一般来说，友方链路要完全正常，需要接收机中的 J/S 远低于此值。
7.7.1 自相干扰链路¶
如图 7.34 所示，本分析中考虑四条链路。期望的干扰操作在目标接收机中产生的 \(J/S\) 由下式定义：
图 7.33 在使用任何干扰器时，电子自相干扰是一个重要考虑因素。
图 7.34 自相干扰脆弱性分析需要计算敌方和友方通信链路的 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\)。
其中 \(ERP_J\) 为干扰器有效辐射功率（ERP），\(ERP_{ES}\) 为敌方发射机 ERP，\(LOSS_{JE}\) 为干扰器到目标接收机的链路损耗，\(LOSS_{ES}\) 为敌方发射机到目标接收机的链路损耗。
现在考虑自相干扰链路。便于写出友方接收机未意图干扰的 \(J/S\) 平行公式：
其中 \(ERP_J\) 为干扰器 ERP，\(ERP_{FS}\) 为友方发射机 ERP，\(LOSS_{JF}\) 为干扰器到友方接收机的链路损耗，\(LOSS_{FS}\) 为友方发射机到友方接收机的链路损耗。
不幸的是，没有评估自相干扰的魔法经验法则。如果干扰发生在友方通信使用的频率上，则必须使用适当的链路损耗模型（如视距、双程或刀刃衍射）、ERP、链路距离和天线高度或频率（在适用时）计算这两个方程。有效的 \(J/S\)（自相干扰）通常应显著低于 0 dB（-15 dB 是合理目标）。
7.7.2 最小化自相干扰¶
图 7.35 总结了最小化自相干扰的方法。每种方法要么减少友方接收机接收的干扰功率，要么增强期望信号以降低有效 \(J/S\)。
图 7.35 几种可用于最小化自相干扰的技术。
最小化干扰器到目标接收机的距离，并最大化干扰器到友方接收机的距离。近端干扰涉及尽可能将远程干扰器操作在敌方附近，包括 UAV 上的干扰器、炮兵布置干扰器和手工布置干扰器。远程干扰器可以通过指令激活，或按某种最佳模式定时启动。通常，它们将是宽带或扫频点干扰器，以确保覆盖敌方工作频率，无需操作员直接干预。反自相干扰优势来源于链路距离的比值，如图 7.36 所示。视距传播中优势为距离比的平方，双程传播中为距离比的四次方。
图 7.36 目标和友方接收机的相对距离对自相干扰影响显著。
使用频率分集。在可行情况下，最好仅干扰敌方活动频率。这不仅最大化干扰效果，还降低自相干扰概率。这假设指挥控制频率选择不需要干扰。也可实际应用宽带干扰滤波以保护友方频率。
注意，当敌方频率跳变器使用跟随干扰器干扰时，友方通信的退化最小，因为干扰器很少处于友方频率上。
尽可能使用定向天线进行干扰，如图 7.37 所示。如果干扰天线指向敌方位置，友方接收机会大概率位于干扰天线的低增益旁瓣，从而通过旁瓣隔离比降低友方接收机方向的有效干扰器 ERP。
另一个天线考虑因素是极化。在可行情况下，使干扰天线极化与敌方天线匹配，并为友方通信使用交叉极化天线。注意，当所有人使用鞭状天线通信时，友方和敌方天线均为垂直极化，此技术不适用。
为友方通信使用 LPI 调制。这将在友方接收机提供期望信号的处理增益，从而降低敌方或友方干扰器的有效 \(J/S\)。
有时可应用信号抵消技术以降低干扰信号的有效性。如图 7.38 所示，辅助天线接收干扰信号并通过 180° 相移器处理。当该相移信号与正常通信天线信号相加时，干扰信号将被抵消（若干 dB）。注意，辅助天线通常需要对干扰器有一定优势（例如 10 dB）。抵消信号也可以硬连到干扰器输出，但这只会抵消主信号。
图 7.37 定向干扰天线将减少对友方接收机的 ERP。
图 7.38 注入 180° 相移的干扰信号可显著降低干扰强度。
在几乎所有情况下，存在多径信号叠加形成通信天线实际接收到的信号。辅助天线应至少捕获部分多径信号，从而提高抵消过程的效果。
7.8 LPI 发射机的精确定位¶
一般来说，第 6 章中描述的所有发射机定位技术，如果正确处理时序问题，都可以应用于 LPI 发射机；然而，LPI 发射机的精确定位存在显著问题。
首先，考虑频率跳变（Frequency Hoppers）。到达时间差（TDOA）定位需要在不同的相对延迟值下采集大量样本以确定相关峰值。导致相关峰值的延迟值指示到达时间差。此过程通常需要数秒，因此跳变器在某一频率停留的短时间（即跳频持续时间）很难提供足够时间以确定 TDOA。到达频率差（FDOA）只需每个接收机测量频率，因此如果发射机固定、接收机为空中平台，并且信噪比足够，则 FDOA 可能可行。
接着，考虑啁啾扩频（Chirp Spread Spectrum）信号。对于 TDOA，快速变化的频率在建立相关峰值时会带来重大挑战，而进行 FDOA 的精确频率测量同样不切实际。
最后，考虑 DSSS 信号。如果伪随机扩频码已知（例如在商业通信系统中），可能可以执行 TDOA 或 FDOA 定位。然而，如果码未知，这些信号的定位需要能量检测方法，这种方法无法提供足够的信噪比以支持 TDOA 或 FDOA。一个例外情况是非常强的 DSSS 信号使用非常短的码，在这种条件下，可能可以孤立单一频谱线并执行 TDOA 或 FDOA 分析。
7.9 干扰手机通信¶
本节将讨论对手机链路的干扰。首先，我们将介绍各种类型的手机系统的工作原理，然后讨论几个干扰场景。
7.9.1 手机系统¶
图 7.39 显示了典型的手机系统。若干基站连接到移动交换中心（MSC），该中心控制整个通信过程。MSC 还连接到公共交换电话网络（PSTN），使手机能够与普通有线电话互联。
手机系统可以是模拟或数字的。这指的是通信信号在基站与手机之间传输的方式。在模拟系统中，通信信道是模拟的（频率调制），但控制信道是数字的。数字系统的控制和通信均使用数字信道。在数字手机系统中，每个频率包含多个通信信道。我们将以两个重要的数字系统（GSM 和 CDMA）作为典型示例。
图 7.39 手机系统由若干基站组成，这些基站连接到移动交换中心，同时移动交换中心也连接到公共交换电话网络。
7.9.2 模拟系统¶
在模拟手机系统中，通过为每部手机分配两个射频通道提供双工操作，一个用于基站到手机的下行链路，另一个用于手机到基站的上行链路。在通话期间，每个用户持续占用两个射频通道。每个通道大部分时间传输语音信号，但会短时中断以发送数字控制数据。在某些系统中，控制数据调制在语音信号上，因此无需中断。图 7.40 显示了典型系统中模拟手机通道的信号承载方式。一些射频通道承载用于接入和控制功能的数字信号，这些为控制通道。
当手机被激活时，会搜索控制通道以找到最强信号的基站（即最近的基站）。在系统验证手机为授权用户后，手机进入空闲模式，监控控制通道以接收来电。当手机被呼叫时，基站发送控制消息分配一对射频通道。当手机发起呼叫时，基站发送控制消息分配射频通道。当没有可用通道时，系统会在随机时间延迟后重试。为了延长电池寿命，当用户不讲话时，手机发射机会关闭。语音通道中的数字控制信号允许系统更改射频通道分配，并将手机发射功率调至最低可接受水平（进一步延长电池寿命并避免干扰）。
图 7.40 模拟手机系统每个射频通道传输一条通话。单个手机的上下行通道相隔 45 MHz。
模拟手机系统通常工作在约 900 MHz，每个基站射频通道的发射功率可达 50 W。手机的最大发射功率为 0.6 W 至 15 W，但可由基站命令降至最低所需功率。手机发射功率的最小值通常为 6 mW。
7.9.3 GSM 系统¶
全球移动通信系统（GSM）在每个 200 kHz 宽的射频带中有八个时隙，允许八个用户共享同一射频带。一个系统会有多个射频带。每个用户的数字语音数据在每帧中占据一个数字数据块，如图 7.41 所示。帧重复速率为每秒 33,750 帧，对应每射频通道的总比特率为 270 kbps。一些系统采用半速模式，每用户占用每第二帧的分配时隙，从而每频带共享 16 个用户。在接收端，一个时隙中的比特通过数模转换器（DAC）恢复在发射端数字化的信号。
系统中一些用户时隙被控制通道占用，用于寻呼和射频通道及时隙分配。
操作方式与模拟手机系统非常相似。当手机被激活时，会搜索控制通道以找到最强信号的基站，并在授权后进入空闲模式，监控控制通道以接收来电。当手机被呼叫或发起呼叫时，基站发送控制消息分配一对射频通道（各用于上下行）。然而在 GSM 系统中，还会为每个分配的射频通道分配一个时隙。
图 7.41 GSM 手机在一个射频通道上传输用户上行数据，在另一个射频通道上传输下行数据。
当没有可用通道/时隙时的随机延迟重试以及控制手机发射功率以最大化电池寿命，与前述模拟系统相同。
GSM 系统工作频率为 900、1800 和 1900 MHz。每部手机的上下行链路使用不同射频通道以实现全双工操作。注意上下行链路使用不同的时隙，因此手机不会同时发送和接收。手机和基站的发射功率与模拟系统相似。
7.9.4 CDMA 系统¶
码分多址（CDMA）手机系统使用本章前面描述的直接序列扩频（DSSS）调制。每个用户的语音输入信号都被数字化。在发射端，每个数字化用户语音信号都应用了携带伪随机码的高速数字调制。这将信号功率扩展到宽频谱，从而降低其功率密度。当接收端对收到的信号应用相同的伪随机码时，信号会恢复到原始形式。通过数模转换器（DAC）处理后，信号可以被对应用户听到。如果未应用正确的码，信号将非常微弱，以至于听者无法检测。通过使用 64 个不同且为最佳信号隔离选择的码，每个射频通道可承载 64 个不同用户的语音信号，如图 7.42 所示。CDMA 手机系统具有多个射频通道。系统中的一些接入通道（码和射频通道）用于控制功能。
操作方式与上述 GSM 系统非常相似。然而，手机的控制信号是分配扩频码而非时隙。IS-95 CDMA 系统在整个美国的 1900 MHz 频段运行，基站和手机发射功率与前述模拟手机系统类似。
图 7.42 CDMA 手机每个射频通道可承载最多 64 个数字用户信号，每个用户使用不同的扩频码。
7.9.5 手机干扰¶
下面我们将考虑一些手机干扰情况，并使用第 6 章讨论的传播和干扰公式。
由于任何传播损耗模型都可能适用于某条链路，因此在处理通信干扰问题时，首先必须确定每条链路的合适损耗模型。由于手机和基站接近地面，上行链路（即手机到基站）和下行链路（即基站到手机）将根据距离、频率和天线高度采用视距或双射线传播。干扰器到手机或基站的链路也同样适用。因此，分析手机干扰的第一步是确定手机和干扰链路的弗涅尔区距离，然后计算 J/S。
我们将考虑四种情况：来自地面和空中的干扰，针对上行链路和下行链路。在每种情况下，手机系统工作在 800 MHz，我们干扰整个射频通道。如果手机系统是模拟的，这将干扰一条信号；如果是数字系统，这将干扰该射频通道上的所有用户通道。若只想干扰数字系统中的一个用户通道，则必须将干扰限制在对应时隙（GSM 系统）或应用某一用户的码（CDMA 系统）。
7.9.6 地面上行干扰¶
如图 7.43 所示，手机距离地面 1 m，距离 30 m 高的基站 2 km。手机最大 ERP 为 1 W。干扰器距离基站 4 km，离地面 3 m，发射 ERP 为 100 W。
上行链路从手机到基站，我们必须干扰链路接收机，即位于基站的接收机。手机发射功率可降低至 6 mW，以提供基站接收机所需的最小信噪比。但在干扰情况下，我们假设链路信噪比非常低，因此手机将保持最大功率发射。
图 7.43 干扰手机上行链路需要向基站发射干扰信号。
首先，我们使用公式计算手机和干扰链路的弗涅尔区距离：
其中 \(F Z\) 为弗涅尔区距离（公里），\(h_{T}\) 为发射机高度（米），\(h_{R}\) 为接收机高度（米），\(F\) 为链路频率（MHz）。
手机到基站链路的弗涅尔区距离为：
手机到基站距离为 2 km，大于弗涅尔区距离，因此采用双射线传播模型。
干扰链路的弗涅尔区距离为：
链路距离大于弗涅尔区距离，因此采用双射线传播。
在所有接收天线各向同性增益近似相同的通信干扰中，J/S 计算公式为：
其中 \(E R P_{J}\) 为干扰器 ERP（dBm），\(E R P_{S}\) 为期望信号发射机 ERP（dBm），\(L O S S_{J}\) 为干扰器到接收机的损耗（dB），\(L O S S_{S}\) 为期望信号到接收机的损耗（dB）。
将 ERP 转换为 dBm：\(100 \mathrm{~W}=50 \mathrm{dBm}\)，\(1 \mathrm{~W}=30 \mathrm{dBm}\)。干扰器的链路损耗（双射线模型）为：
手机到基站链路损耗（双射线模型）为：
因此，J/S 为：
7.9.7 空中上行干扰¶
如图 7.44 所示，手机链路与前一情况相同，但此时 100 W 干扰器位于飞行高度 2,000 m 的飞机上，距离基站 15 km。
手机到基站链路相同，但我们必须计算干扰器到基站链路的弗涅尔区距离：
干扰器到基站链路远小于 \(F Z\)，因此肯定采用视距传播。干扰链路损耗为：
其中 \(d\) 为链路距离（km），\(F\) 为工作频率（MHz）。
图 7.44 空中上行干扰器由于高度优势，即使在远距离也能获得良好 J/S。
其他链路参数（\(E R P_{S}, E R P_{J}, L O S S_{S}\)）相同，因此 J/S 计算为：
值得注意的是，如果干扰器离地仅 3 m 而非 2,000 m，则 J/S 将降低 14 dB。
7.9.8 地面下行干扰¶
值得注意的是，下行干扰在操作上有优势，即使基站发射器的大有效辐射功率降低了可产生的 J/S。该优势来自上行链路选择基站的方式：如果我们干扰上行（即干扰基站接收机），接收信号质量低，系统可能选择其他基站。
下行干扰如图 7.45 所示。30 m 高的基站 ERP 为 10 W，1 m 高的手机距离基站 2 km，100 W、3 m 高的干扰器距离手机 1 km。
由于干扰下行链路，干扰链路为干扰器到手机。下行链路的 \(F Z\) 计算与上行相同（即 1 km），因此下行采用双射线传播。干扰器的 \(F Z\) 为：
手机链路大于 \(F Z\)，因此采用双射线传播。干扰链路损耗为：
图 7.45 下行干扰器向手机发射信号，必须克服基站高功率发射。
基站 10 W ERP 为 40 dBm。其他参数（\(E R P_{J}\) 和 \(L O S S_{S}\)）与地面上行干扰相同，因此 J/S 为：
7.9.9 空中下行干扰¶
干扰器现在位于 2,000 m 高，距离接收机 15 km。干扰链路的 \(F Z\) 为：
大于干扰链路距离，因此干扰链路采用视距传播，其损耗与空中上行干扰情况相同。
手机下行链路 ERP 为 10 W（40 dBm），但其他参数（\(E R P_{J}\) 和 \(L O S S_{S}\)）与空中上行干扰相同。因此，J/S 为：
同样，如果干扰器高度为 3 m 而非 2,000 m，J/S 将降低 14 dB。
Reference¶
[1] Journal of Electronic Defense, EW101 Column, December 2006.