8. 数字射频存储器¶
数字射频存储器（DRFM）是支持电子对抗措施的一项重要发展。它能够快速分析复杂的接收波形并生成对抗波形，可显著提高干扰系统对复杂波形的干扰效果，增益可达数十分贝。
8.1 DRFM 系统框图¶
如图 8.1 所示，DRFM 将接收信号下变频至适当的中频（IF）以便数字化。随后，对 IF 信号的带宽进行数字化处理。数字化后的信号被存入存储器，供计算机传输和处理。计算机对信号进行必要的分析和修改，以支持所采用的干扰技术。随后，修改后的数字信号被转换回模拟射频（RF）。该信号使用与原始频率转换相同的本振（LO）进行频率回转换。使用单一本振可保持信号在下变频和上变频过程中的相位一致性。
DRFM 的关键元件是模数转换器（ADC）。它必须支持约 2.5 个采样/赫兹的数字化速率，并输出 I&Q（同相与正交）数字信号。如图 8.2 所示，I&Q 数字化对每赫兹的射频信号进行两次相差 \(90^{\circ}\) 的采样，以捕获信号的相位。需要注意的是，2.5 个采样/赫兹大于数字接收机所需的奈奎斯特率（2 个采样/赫兹）。这种过采样是必须的，因为信号需要重构。数字信号通常每个采样具有多个比特，尽管在某些情况下也可以使用 1 位数字化或仅相位数字化。
图 8.1 DRFM 对接收信号进行数字化，传递给计算机进行修改，并相干再生修改后的信号以便重发。
图 8.2 I&Q 数字化器在相距四分之一波长的两个点对信号进行采样，以捕获信号的频率和相位。
计算机对捕获的信号进行分析，包括确定其调制特性和参数。计算机通常可以分析系统接收到的第一个脉冲，并生成后续脉冲，具有相同或系统变化的调制参数。
生成 RF 输出信号的数模转换器（DAC）比 ADC 具有更多比特，以确保在 RF 信号重构过程中信号质量不受影响。
8.2 宽带 DRFM¶
宽带 DRFM 对可能包含多个信号的宽 IF 带宽进行数字化处理。干扰系统在必须干扰的威胁信号频率范围内调谐，并输出 DRFM 可处理带宽的 IF 信号。如图 8.3 所示，频率转换及随后回转换至接收频率使用单一系统本振，以保持相位一致性。DRFM 的带宽受其 ADC 数字化速率限制。由于带宽内可能存在多个信号，因此需要显著的无杂散动态范围（SFDR），ADC 需要尽可能多的数字化比特。
图 8.3 宽带 DRFM 可处理包含多个信号的频率范围。
动态范围在第 6 章中有详细讨论。数字电路的动态范围为：\(20 \log _{10}\left(2^{n}\right)\)，其中 \(n\) 为数字化比特数。必须注意，ADC 之前的模拟电路必须具有与数字电路相当的动态范围。模拟动态范围在第 6 章中也有讨论。
宽带 DRFM 非常理想，因为它们可以处理具有宽频率调制和频率敏捷威胁的信号。本章稍后将详细讨论频率敏捷威胁的影响。
简单来说，随着数字化器技术的发展，宽带 DRFM 可望具有更宽的带宽和更多的实例。数字化速度与比特数之间存在反比关系；未来 DRFM 的驱动要求是每秒更多采样且每个采样更多比特。
为了生成比单个 ADC 能提供的更多比特的更快采样，有若干方法。以下为两种典型方法：
-
一种方法是使用多个不同电压级别的单比特数字化器。这些不需要计算机，因此速度非常快。它们的输出组合在一起，生成非常高速的多比特数字字。
-
另一种方法是在抽头延迟线的输出端放置多个多比特数字化器。抽头之间的延迟使这些（较慢的）数字化器在信号的每个周期中以时间间隔进行采样。输出组合在一起，形成高速多比特数字输出。
8.3 窄带 DRFM¶
窄带 DRFM 只需足够宽以捕获干扰器必须处理的最宽信号即可。这意味着窄带 DRFM 可以使用技术上可实现的 ADC。
如图 8.4 所示，干扰系统将感兴趣的频率范围转换为由多个窄带 DRFM 覆盖的频率范围。DRFM 的输入信号经过功率分配到各个 DRFM。每个 DRFM 调谐到单个信号，并执行支持干扰操作的功能。随后，将各 DRFM 的模拟 RF 输出组合并（相干地）转换回原始频率范围。
需要注意的是，窄带 DRFM 中杂散响应的问题较小，因为每个 DRFM 只处理一个信号。
图 8.4 窄带 DRFM 仅处理一个信号。处理多信号环境需要多个窄带 DRFM。
8.4 DRFM 功能¶
DRFM 在应对脉冲压缩雷达时尤为有价值。第 4 章描述了通过脉冲压缩提高距离分辨率的雷达。本章中有一些图示可帮助理解脉冲压缩。讨论的两种技术是啁啾（chirp）和 Barker 码。
- 啁啾脉冲压缩：在每个发射脉冲中加入线性频率调制。在雷达接收机中，压缩滤波器将有效脉冲宽度按 FM 扫频范围与雷达相干带宽的比值缩小。如果干扰器产生的信号没有这种频率调制，则有效干扰-信号比（J/S）会按压缩比降低。通过生成啁啾干扰脉冲，DRFM 可保持完整的 J/S。
- Barker 码脉冲压缩：对每个脉冲进行二进制相移键控调制，使用 Barker 码。在雷达接收机中，有一条抽头延迟线，其级数等于码的比特数。某些输出具有 \(180^{\circ}\) 相移输出，当脉冲正好填满移位寄存器时，所有比特会相干叠加。当脉冲未完全对齐移位寄存器时，输出近似为零。这样可将接收脉冲缩短为码的 1 个比特长度，从而按每脉冲比特数压缩距离分辨率。因为没有 Barker 码的干扰脉冲不会被压缩，其有效 J/S 会按码长降低。DRFM 可以生成带正确 Barker 码的干扰脉冲，从而保持完整 J/S。
8.5 相干干扰¶
使用 DRFM 的一个优势是它可以生成相干干扰信号。这在干扰脉冲多普勒（PD）雷达时尤为重要。图 8.5 显示了 PD 雷达处理接收机中所有信号的距离-速度矩阵。矩阵的速度维度由一组窄滤波器生成，通常通过软件实现。由于发射信号是相干的，目标的合法回波信号会落入多个滤波器中的某一个，而这些滤波器非常窄。然而，非相干干扰信号，如宽带或点噪声，将进入多个滤波器。这使雷达能够抑制干扰，优先接收自身的相干回波信号。
图 8.5 PD 雷达的处理硬件和软件包括每个接收脉冲的时间与径向速度矩阵。
8.5.1 提高有效 J/S¶
噪声干扰在脉冲多普勒（PD）雷达面前的有效 J/S 会因雷达的处理增益而降低数十 dB。考虑一个捕获雷达，其相干处理间隔（CPI）等于扫描波束照射目标的时间。该雷达为圆形扫描，扫描周期为 5 秒，波束宽度为 \(5^{\circ}\)，脉冲重复频率（PRF）为 10,000 脉冲每秒。目标被波束照射的时间（等于 CPI）为 69.4 ms，可由下式计算（见图 8.6）：
PD 雷达的处理增益等于其 CPI 乘以 PRF，因此处理增益为 28.4 dB。
图 8.6 扫描雷达照射目标的时间取决于波束宽度、扫描速率和角度覆盖范围。
单个多普勒滤波器的带宽可以窄至 CPI 的倒数，即 14.4 Hz。这意味着雷达自身信号的目标反射会被增强 28.4 dB，而非相干干扰信号不会被增强。因此，落入 \(14.4-\mathrm{Hz}\) 滤波器内的相干干扰信号（由 DRFM 生成）将比同等干扰器有效辐射功率的非相干噪声干扰信号提供 28.4 dB 的更高干扰效果。
8.5.2 铝箔条（Chaff）¶
雷达信号从铝箔条反射时，由于大量铝箔条的运动而在频率上产生扩展，如图 8.7 所示。通过适当分析，PD 雷达可以区分铝箔条回波，从而防止铝箔条破坏雷达对真实目标的锁定，使雷达在铝箔条存在的情况下仍能选择并处理有效的目标回波。这降低或消除了铝箔条作为 PD 雷达对抗措施的有效性。然而，如果使用相干干扰信号（来自 DRFM）照射铝箔条，则可以有效破坏雷达的锁定。
8.5.3 RGPO 和 RGPI 干扰¶
多普勒滤波器组能够确定目标距离变化率。如图 8.8 所示，PD 雷达可以区分分离的目标，每个目标对应其多普勒频移。雷达处理可以观察信号的距离-时间历史，并计算每个分离目标的径向速度。对于真实目标回波，距离变化率将与多普勒计算的速度一致。如果对雷达使用距离门拉开（RGPO）或距离门拉入（RGPI）干扰技术，多普勒频移将与距离变化率不一致。这是因为干扰器仅延迟或提前其发射频率下的脉冲。这将使雷达能够拒绝干扰脉冲，并继续跟踪真实目标。
图 8.7 铝箔云中偶极子的随机运动导致雷达信号从云中反射时频率扩展。风力导致云的移动，从而产生频移。
图 8.8 PD 雷达在时间/速度矩阵中为每个分离目标脉冲分配相应的多普勒频移。
DRFM 可以在相干重发之前改变雷达脉冲的时间和频率。这使得干扰信号在雷达看来像是真实目标回波，从而可以破坏雷达对目标的锁定。
8.5.4 雷达积分时间¶
雷达接收机针对自身信号进行了优化。因此，精确长度的脉冲将具有与雷达自身信号相同的积分特性。这增强了干扰信号的处理增益，相比脉冲宽度不同的干扰脉冲更有效。DRFM 可以生成精确脉宽的干扰脉冲，从而最大化实现的 J/S。
8.5.5 连续波信号¶
DRFM 持续记录连续波（CW）信号，将其转换为顺序数字数据存储在数字存储器中。在 CW 信号存在期间，这些存储的数据随后会被回放并转换回模拟信号。为了确定目标距离，CW 雷达必须在其信号上施加频率调制（FM），如图 8.9 所示。可以使用多种 FM 波形。在所示 FM 调制波形中，波形的第一部分保持频率恒定以确定径向速度，第二部分允许通过比较发射和接收信号频率（去除多普勒偏移）来确定距离。随着 DRFM 记录 CW 信号，任何频率调制也会被记录并随后回放。通过混入额外的频率调制，DRFM 可以模拟任何所需的目标速度（即多普勒偏移）。
图 8.9 CW 雷达的频率调制允许通过比较发射和接收信号频率来确定目标距离。
8.6 威胁信号分析¶
DRFM（及其相关处理器）为电子战（EW）操作提供的重要优势之一是能够快速分析截获的威胁信号。一个关键问题是威胁雷达的频率。测量和复制发射频率很重要，因为现代威胁雷达存在频率多样性问题。
8.6.1 频率多样性¶
雷达可以使用的电子保护（EP）措施之一是频率多样性。雷达可以由操作员选择频率，或者更复杂地定期改变频率。在这两种情况下，DRFM 可以分析接收到的第一脉冲，并在相干条件下在相同频率下发射后续脉冲。这要求 DRFM 系统的吞吐延迟足够短，以在脉冲间隔期间（从几十微秒到约一毫秒）完成接收、分析、设置干扰参数并重新广播。这在宽带和窄带 DRFM 的技术水平内完全可行。
8.6.2 脉冲间频率跳变¶
更具挑战性的情况是脉冲间频率跳变雷达，如图 8.10 所示。该雷达将拥有一组伪随机选择的发射频率。总频率范围可达标称发射频率的约 \(10\%\)。这是为了避免在更宽频率范围内操作时天线和发射机效率下降的问题。
图 8.10 脉冲间频率跳变雷达在多个频率中伪随机选择一个频率进行每次脉冲发射。
频率跳变雷达不仅为每个脉冲选择跳变范围内的随机频率，还可以具有“最少干扰频率”功能，即雷达会跳过在这些频率下干扰导致皮肤回波质量下降的频率。每个脉冲都会被发射，但如图 8.11 所示，受干扰的频率不会被选择。
8.7 非相干干扰方法¶
脉冲间频率跳变为非相干干扰器提供了两种干扰所有脉冲的选择：要么像图 8.12 所示将干扰功率在观测到的各频率间分配，要么像图 8.13 所示将干扰功率扩展到整个跳变范围。如果一个雷达在 4 GHz 频段内跳变使用 25 个频率，这些频率很可能分布在 400 MHz 范围内。这是雷达射频的 \(10\%\)（注意，操作频率范围小于 \(10\%\) 可获得最佳雷达天线和放大器性能）。如果我们可以将干扰分成 25 次发射，就可以干扰每个脉冲。然而，这将使每个频率的有效干扰降低 25 倍，从而使 J/S 降低 \(14 \mathrm{~dB}\)：\(10 \log _{10}(25)\) 为 14 dB。
图 8.11 “最少干扰频率”功能允许频率跳变雷达跳过已存在干扰的频率。
图 8.12 如果干扰器可以在每个可能发射脉冲的频率上配置带宽匹配的干扰信号，则每个频率的干扰功率将被频率数分割。
图 8.13 如果干扰器将其功率扩展到整个跳变范围，每个跳变频率的干扰功率将按干扰范围与雷达接收机相干带宽的比值减少。
为了考虑将干扰信号扩展到整个跳变范围的效果，首先需要确定雷达接收机的相干带宽。相干带宽为脉冲宽度的倒数。如果脉冲宽度为 \(1 \mu \mathrm{~s}\)，相干带宽为 1 MHz。将点干扰置于雷达接收机带宽内是最优的；然而，对于非相干干扰，干扰带宽通常会稍宽，例如 5 MHz。这意味着将干扰扩展到整个跳变范围（即 400 MHz）会使每个跳变频率的干扰功率降低 80 倍，从而使 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\) 降低 \(19 \mathrm{~dB}\)：\(10 \log _{10}(80)\) 为 19 dB。
我们可以仅覆盖部分频率以获得更高干扰水平，但“最少干扰”功能会通过在我们干扰的频率上不发射而使该策略失效。由于每个雷达脉冲都会在某个频率上发射，雷达接收到的皮肤回波能量保持不变，因此干扰将完全无效。
8.8 跟随干扰¶
然而，如果我们能够测量每个脉冲的频率并在该频率上进行干扰，我们将能够实现完整的 J/S（即比前面讨论的两种方法高出 14 到 19 dB 的 J/S）。
为了实现脉冲间跟随干扰，DRFM（及其相关处理组件）必须在脉冲的一小部分时间内确定发射频率并将干扰设置为该频率。考虑一个脉冲宽度为 \(1~\mu s\) 的威胁雷达。如果 DRFM 的延迟（包括信号传播和处理时间）小于 100 ns，则干扰器可以干扰脉冲的最后 \(90\%\)，如图 8.14 所示。与 DRFM 无延迟情况下相比，这相当于干扰脉冲能量减少 11%。11% 的变化对应约 0.5 dB，因此这个具有 100 ns 处理延迟的跟随干扰器只会损失 0.5 dB 的有效 J/S。注意，这基于非相干噪声干扰，设定精度会受到限制。此外，如果雷达具有前沿跟踪能力，它仍可以在新的干扰频率开始前跟踪目标。
如果脉冲更长，使 DRFM 有更多时间处理信号，则频率可以以更高的精度确定。假设雷达的跳频已知，干扰就可以精确设置到跳频上。
DRFM 及其相关的数字信号处理器（DSP）使得创建带有一些微妙雷达波形特征的干扰信号成为可能。缺乏这些微妙特征的干扰信号产生的 J/S 可能显著降低。我们首先讨论的雷达特征是脉冲压缩（PC）。
8.9 雷达分辨单元¶
分辨单元是雷达无法判定存在多个目标的物理体积，如图 8.15 所示。该单元的横向维度是雷达无法区分角度上分离的多个目标的距离，由下式确定：
图 8.14 DRFM 可以测量每个脉冲的频率，并在处理延迟远小于威胁脉冲宽度的情况下将干扰设置到该频率。脉冲剩余部分被干扰，从而减少雷达可获得的皮肤回波能量。
图 8.15 雷达分辨单元是雷达无法判定存在多个目标的体积。它是 3 dB 波束的一段，长度为脉冲持续时间一半乘以光速。
其中，Range 为雷达到目标的距离，BW 为雷达天线的 3-dB 波束宽度。
例如，如果距离为 10 km，波束宽度为 \(5^\circ\)，分辨单元的横向维度为：
该单元的纵向深度是雷达无法区分距离上分离的多个目标的距离增量，由下式确定：
其中 PD 为脉冲持续时间，c 为光速。例如，如果脉冲持续时间为 \(1~\mu s\)，分辨单元深度为：
分辨单元内的多个目标可能包括：
- 多个有效目标；
- 一个有效目标与一个诱饵；
- 一个有效目标与干扰器生成的假目标。
任何这些情况都会使雷达难以或无法跟踪（从而攻击或交接）有效目标。这在远程搜寻雷达中尤其成问题，因为通常具有较长脉冲持续时间以增加每个脉冲的能量。（注意，雷达的有效射程是其有效辐射功率和信号照射目标时间的函数。）
8.9.1 脉冲压缩雷达¶
如上所述，脉冲压缩涉及对雷达脉冲施加调制。在雷达接收机中处理此调制可减少分辨单元的深度。调制可以是脉冲上的线性频率调制（LFMOP），即啁啾（chirp），或者脉冲上的二进制相位调制（BPMOP），即 Barker 码。无论哪种情况，分辨单元的深度可以根据施加在脉冲上的具体调制而减小，减小程度可以大或小。任一技术实现的压缩比可达到约 1,000 量级。
8.9.2 啁啾调制¶
如图 8.16 所示，啁啾调制是在脉冲持续时间内的频率调制。注意，如果啁啾是单调的，它也可以是非线性的。实现的压缩比由下式确定：
其中，FM 宽度是脉冲期间频率扫描的范围，雷达相干带宽为 \(1/\) 脉冲持续时间。
例如，如果频率调制宽度为 5 MHz，脉冲持续时间为 \(10~\mu s\)，则压缩比为：
图 8.16 啁啾脉冲在其持续时间内具有线性（或单调）频率调制。
脉冲压缩后的分辨单元如图 8.17 所示。注意，此图为了清晰展示，显示了二维范围压缩，但实际的压缩分辨单元是一个三维体积，如图 8.15 所示。
干扰的影响如图 8.18 所示。FM 调制的皮肤回波脉冲被压缩，而干扰脉冲（没有 FM 调制）则不被压缩。雷达在压缩脉冲的持续时间内处理两个信号。干扰信号的能量在处理期间按压缩比减少。因此，有效 J/S 会降低相应的压缩量。在上述例子中，J/S 降低为 50 倍，即 17 dB。
图 8.17 通过啁啾脉冲压缩，分辨单元的距离维度按压缩比缩小。
图 8.18 在雷达接收机处理中，皮肤回波脉冲通过压缩接收机被压缩。干扰脉冲未被压缩，因为它没有 LFMOP 调制。
8.9.3 DRFM 的作用¶
图 8.19 显示了将干扰脉冲的脉冲压缩特性与皮肤回波匹配的流程图：
- 接收的雷达信号被转换到 DRFM 的工作频率。
- DRFM 对接收到的首个威胁脉冲进行数字化。
- 该数字化脉冲被传送到 DSP，确定脉冲的频率历史。
图 8.19 DRFM 将接收信号转换到 DRFM 工作频率，进行数字化并传递给 DSP。DSP 确定首个接收脉冲的频率历史，并为后续脉冲生成阶梯状频率斜率。DRFM 生成后续干扰脉冲，具有该阶梯频率斜率。
- 一组具有不同 RF 频率渐进变化的信号段被传回 DRFM，用于后续脉冲。
- DRFM 生成近似雷达啁啾的阶梯式干扰脉冲。
- DRFM 输出相干地返回到接收雷达脉冲的频率，并作为正确啁啾的干扰脉冲广播。
注意，如果雷达脉冲具有线性频率调制，这一过程可以在没有 DRFM 的情况下完成。瞬时频率测量（IFM）接收机可以确定频率调制，且 serodyne 电路可以生成匹配频率调制的干扰信号。然而，DRFM 可以提供更高精度，并且在需要时生成具有非线性频率调制的干扰信号。
8.9.4 巴克码调制¶
另一种脉冲压缩技术是如前所述，在每个脉冲上叠加二进制相移键控（BPSK）数字调制。每个脉冲中该码的位数是固定的，当雷达接收到脉冲作为皮肤回波时，它会被送入如图 8.20 所示的抽头延迟线组件。
图 8.20 配置巴克码的雷达在每个发射脉冲上叠加 BPSK 调制，并通过抽头延迟线压缩接收的皮肤回波脉冲。
该码可以是巴克码或其他几种码之一，是最大长度码。这意味着它是伪随机的，如果将零的数量从一的数量中减去，其和将为零或负一。图 8.21 顶部脉冲上的码是 7 位巴克码，其中“+”表示 1，“-”表示 0。注意这是一个短码，但脉冲压缩雷达中使用的典型码要长得多（可达 1,000 位左右）。某些抽头上有 180° 相移。设计这些相移的目的是，当脉冲恰好填满延迟线时，每个零位都位于带有相移器的抽头上。因此，当脉冲填满延迟线并进行求和时，脉冲达到全幅度。在其他时间，求和输出显著较低。以图示的 7 位码为例，当脉冲未与延迟线对齐时，求和输出将为 0 或 -1。对于较长的码，某些时间段内求和输出会较大，但仍显著低于全脉冲幅度。当脉冲离开延迟线和求和过程后，脉冲持续时间实际上为 1 位宽（即脉冲恰好填满抽头延迟线的时间即为有效后处理脉冲持续时间）。
图 8.21 编码脉冲仅在所有位对齐抽头时产生大的延迟线输出。这将后处理脉冲宽度缩小为一个码位的持续时间。
图 8.22 显示了脉冲宽度缩短对雷达分辨单元的影响。分辨单元的横向维度仍为雷达天线的 3 dB 波束宽度，但单元的深度现在为半个码位持续时间乘以光速。因此，距离分辨率按每个脉冲传输的码位数提高。
图 8.22 通过巴克码压缩，分辨单元深度缩小为一个码位周期的一半乘以光速。
8.9.5 对巴克码雷达的干扰¶
现在考虑对使用巴克码脉冲的雷达进行非相干干扰的情况（如图 8.23 所示）。皮肤回波脉冲具有与抽头延迟线配置匹配的编码。这意味着后处理脉冲宽度将有效地缩短为码位持续时间。例如，如果巴克码为 13 位，脉冲将缩短 13 倍。然而，没有巴克码调制的干扰信号不会缩短。由于雷达处理针对更短的压缩皮肤回波脉冲优化，它仅在时间的三分之一内处理干扰脉冲。这相对于皮肤回波功率将有效干扰功率降低 11 dB，因此 J/S 降低 11 dB（13 倍的比值转换为 11 dB）。如果码长为 1,000 位，J/S 将降低 30 dB。
图 8.23 除非干扰具有正确的 BPSK 调制，否则有效 J/S 会按压缩因子降低。
解决该问题的方法是向干扰脉冲添加巴克码。实现这一点的唯一可行方法是使用干扰器中的 DRFM。
如图 8.24 所示，雷达发射的脉冲输入 DRFM，DRFM 对接收到的首个脉冲进行数字化并传递给处理器。处理器确定码位持续时间以及码中的 1 和 0 的顺序。处理器生成 1 位和 0 位的数字表示，并以正确顺序输出这些码块，以形成巴克码雷达脉冲的数字表示，再传回 DRFM。该输出可以根据需要进行延迟或频率偏移，以执行所需的干扰功能。
DRFM 生成 RF 干扰脉冲，并相干地转换到被干扰雷达的工作频率。干扰脉冲在幅度、多普勒频移和时序上与接收的雷达脉冲进行修改，以实现所需的干扰技术。
8.9.6 对干扰效果的影响¶
当带 BPSK 编码的干扰脉冲被被干扰雷达接收时，雷达的处理电路会像处理皮肤回波脉冲一样压缩这些干扰脉冲。这意味着 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\) 不会因压缩因子而降低，从而相对于非相干干扰，可提高干扰效果数十 dB。
图 8.24 配备 DRFM 的干扰器可以生成具有与皮肤回波脉冲相同巴克码的干扰脉冲，从而在被干扰雷达中产生完整的 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\) 比率。
使用 DRFM 干扰的另一个好处是，构建的干扰脉冲具有完全正确的脉冲持续时间。雷达接收机的处理电路针对特定脉冲持续时间优化，因此干扰脉冲可享受与皮肤回波脉冲相同的处理特性。
8.10 复杂假目标¶
现代雷达，尤其是合成孔径雷达（SAR）和配备有有源相控阵列（AESA）的雷达，可以通过雷达散射截面（RCS）表征复杂目标，该 RCS 包含由目标各部件形状引起的多个散射点。每个散射点生成具有自身相位、幅度、多普勒频移和极化特性的回波。这些多重回波组合形成复杂的皮肤回波，现代雷达可以分析这些回波以支持精确的目标识别。非相干干扰器产生的简单假目标，其被接收时的波形与真实皮肤回波显著不同。
这使得具备最新处理能力的雷达能够拒绝具有不正确 RCS 特性的假目标。因此，要有效干扰现代雷达，在应用如距离门拉出（RGPO）、距离门拉入（RGPI）等技术时，产生的假目标必须具有正确且复杂的波形。
8.10.1 雷达散射截面¶
图 8.25 显示了飞机上对复合 RCS 有贡献的一些点。此外，发动机进气口和排气口（以及某些飞机的发动机内部运动部件）也会产生贡献。所有这些因素的组合形成了一个非常复杂的 RCS，并且随着目标机动，其方位角的变化会导致 RCS 变化。
图 8.25 飞机的 RCS 受到许多因素的影响，这些因素共同产生具有复杂幅度和相位分量的 RCS。
此外，还有目标特性如喷气发动机调制（JEM）和旋翼叶片调制（RBM）。JEM 在飞机前方产生复杂压缩模式，从而在雷达回波中形成强的频谱分量。
直升机目标的雷达反射具有与叶片数量及旋转速率相关的频谱特性。
RCS 具有随目标机动而变化的时变特性。现代雷达可以分析这种时变特性以检测并拒绝假目标。
8.10.2 RCS 数据生成¶
目标的详细雷达散射截面（RCS）可以通过在 RCS 室中测量或通过计算机分析来确定。如图 8.26 所示，RCS 室是一个电波消声室，其中低功率雷达照射实际物体或其缩尺模型。消声室的表面覆盖了吸收电磁波的材料，以消除反射。在消声室的大部分表面上，吸收材料被制成金字塔形，邻近尖端之间有陡峭的内部角度，从而将从模型反射的信号导入材料中。这使雷达能够获得干净的雷达皮肤回波，就好像模型处于自由空间环境中一样。如果目标较小，可以直接在室内使用实际物体。如果目标过大而无法放入现有的消声室（例如大型飞机），则使用缩尺模型。雷达的工作频率按模型尺寸缩小的比例增加。例如，一台五分之一缩尺模型需要在五倍频率下进行测试。这使得目标尺寸与雷达信号波长的比率正确。由于测量的 RCS 数据是精细尺度的，因此模型的重要表面特征必须非常准确，以产生正确的 RCS 结果。
图 8.26 雷达散射截面室是一个电波消声室，低功率雷达瞄准安装在室中央的模型。随着模型的旋转，雷达测量皮肤回波信号，从而可以确定雷达散射截面。
目标被放置在消声室中心并旋转，以生成来自所有重要方位角的 RCS 数据。这些数据随后被分析和表征，用于开发雷达目标识别表。
8.10.3 计算 RCS 数据¶
生成 RCS 表的另一种方法是通过计算机分析。目标（例如飞机）可以用一组平面或曲面来表征。图 8.27 显示了构成飞机的一些典型形状。用于计算机分析的实际模型会更为复杂。
每种类型表面都有一个 RCS 公式，因此可以通过计算机生成飞机的复合模型。每个表面组件的公式将根据其大小和相对于雷达的方向描述其 RCS 的幅度和相位。每个组件的材料（如金属、玻璃、塑料等）及其表面特性也会被考虑。目标的计算机模型将结合这些表面在相互位置上的公式。
图 8.27 飞机可以被表征为大量单独形状。可以为每个形状组件制定 RCS 公式，作为方位角、材料、表面和频率的函数。飞机的雷达散射截面由这些公式组合计算得出。
请注意，本节内容引用自 [1]，推荐阅读以获取该主题的更多细节。
8.11 DRFM 支撑技术¶
DRFM 性能的主要限制一直是模数转换器（ADC）。DRFM 的工作带宽受限于数字化速度，而信号再现的精度取决于位数。每个样本的位数还决定了输出信号中存在的杂散响应水平。
撰写本文时，最先进技术的采样率已远超 2 GHz，量化为 12 位。值得注意的是，由于开发工作持续进行，这些参数是动态变化的。ADC 性能正处于明显上升阶段。
另一个重要的支撑技术是现场可编程门阵列（FPGA）。它们允许在单个 DRFM 板上执行更多处理。因此，必要 DRFM 功能的可编程性和速度得到了显著提升。
8.11.1 捕获复杂目标¶
在交战过程中，雷达目标的距离和方位角不断变化。再加上目标上存在多个散射点，这意味着现代雷达接收到的皮肤回波是持续变化且非常复杂的。现代雷达能够判断由干扰机生成的虚假皮肤回波与其接收到的真实皮肤回波不同。因此，为了对这样的雷达实施成功的欺骗干扰，干扰机必须能够使其虚假回波尽可能接近有效皮肤回波。
如前所述，准确的（复杂）RCS 数据可以通过在 RCS 室中测量或通过计算机模拟获得。这些数据也可以在操作环境中测量，但像所有开放空间的数据采集一样，从环境条件中分离所需数据是具有挑战性的。
如图 8.28 所示，采集的数据通过专用软件进行处理，以确定主要散射点。每个散射点的回波在相位、幅度、多普勒频移以及随方位角变化的位置方面进行表征。这些数据被存储在数据库中，从中可以驱动 DRFM 通道生成准确的动态目标回波。
图 8.28 目标的计算机模型经过分析以提取重要特征。每个特征的相位、幅度、位置和多普勒频移被整合到复合数据库中。
8.11.2 DRFM 配置¶
图 8.29 是一个较早的 DRFM 系统生成复杂虚假目标的框图。系统中有多个 DRFM 卡，每个卡可以生成一个或两个回波。每个 DRFM 对接收到的信号进行数字化，并将其修改为表示来自目标散射点的回波。输出具有分配给其散射点的适当幅度、相位和多普勒频移（见图 8.30）。它还具有与当前目标方位角下雷达距离相对应的时间延迟。DRFM 的射频输出被组合并相干地重新发射到目标雷达。
随着 FPGA 的引入，单个 DRFM 板可以生成 12 个散射点的回波。每个散射点信号都有独特的调制，包含相对于当前目标方位、速度以及三维角速度的多普勒频移和距离延迟。
每个散射点通道还应用所需的调制，以执行应用的欺骗干扰技术，并且每个点的调制必须不同，以迷惑被干扰雷达。
图 8.29 较早系统可以通过多个 DRFM 生成复杂目标，每个 DRFM 可复制一个或两个散射点。
8.12 干扰与雷达测试¶
以上讨论以欺骗干扰为背景，但对现代雷达测试同样重要。
要测试能够检测复杂雷达回波的雷达，就需要准确的动态场景，描绘各种目标在典型交战中的行为。这些测试场景必须包含真实的多点散射回波，并具有正确的幅度、相位和位置特征，以测试雷达所有硬件和软件功能。
8.13 DRFM 延迟问题¶
在 8.9.2 和 8.9.5 节中，我们讨论了调频脉冲（chirped pulse）和巴克码脉冲（Barker coded pulse）的再现。在这两种情况下，DRFM 及其相关 DSP 捕获并分析了接收到的第一枚脉冲，并在重发后续脉冲时复制该脉冲的特性。这假设接收到的雷达传输中的所有脉冲都是相同的。重发脉冲与接收到的脉冲保持相干，并且会应用其他调制元素以支持所采用的干扰技术。例如，每个后续脉冲可能会被延迟和/或频移。
图 8.30 采用 FPGA 技术的单个 DRFM 单元可模拟 12 个散射体，并在板上实现控制和多普勒频移功能。
8.13.1 相同脉冲¶
当接收到的雷达传输中的所有脉冲都相同时，DRFM 及其相关处理器分析接收到的第一枚脉冲，并生成具有适当调制的干扰脉冲，以干扰传输中的每个后续脉冲。所需的处理延迟足够短，可在脉冲间隔期间完成必要的处理。这一时间通常为几十微秒到几毫秒。
8.13.2 对于相同的调频脉冲¶
如图 8.31 所示，第一枚脉冲的分析必须在脉冲间隔期间完成。考虑一个脉冲宽度为 \(10 \mu \mathrm{~s}\) 且占空比为 10% 的跟踪雷达。请记住，脉冲间隔是后续脉冲的前沿之间的时间。这意味着 DRFM 可用于计算的脉冲间隔时间为 \(90 \mu \mathrm{~s}\)。处理吞吐延迟时间，即 DRFM 处理器接收来自 DRFM 的数字化脉冲数据、确定脉冲调制参数、生成所需干扰脉冲并将修改后的信号（数字形式）返回给 DRFM 的时间，必须小于 \(90 \mu \mathrm{~s}\)。
对于调频脉冲，第一枚接收脉冲必须在 DRFM 中被数字化并传递给处理器。如图 8.32 所示，必须测量频率调制的斜率。请注意，脉冲上的频率调制可以是线性的，也可以是非线性的。为脉冲宽度内的每个时间增量生成代码块。然后，生成整个脉冲的数字表示，其中每个增量的频率由接收到的脉冲测得的频率和所需的多普勒频移偏移量确定。返回 DRFM 以重发的数字信号将以阶梯状表示接收脉冲的频率调制，并根据所采用的干扰技术在频率和时间上进行偏移。
图 8.31 为了在后续脉冲中复制第一枚接收脉冲，DRFM 和处理器必须在脉冲间隔时间内完成整个处理过程。
图 8.32 在脉冲间隔时间内，接收到的调频信号被分析以确定每个分析增量的频率。然后，形成数字返回信号，对调制频率进行阶梯近似。返回信号在频率和时间上偏移，以支持所选择的干扰技术。
8.13.3 对于相同的巴克码脉冲¶
当接收到的雷达信号上存在二进制移相键控（BPSK）信号时，DRFM 会对接收到的第一枚脉冲进行数字化处理。随后，处理器确定：
- 码的时钟速率（巴克码或某种更长的最大长度码）；
- 码中的 1 和 0 的序列；
- 接收的频率；
- 脉冲到达的时间。
然后，处理器为 1 和 0 生成数字信号。最后，如图 8.33 所示，处理器为接收到信号的每个后续脉冲输出 BPSK 调制脉冲的数字表示。生成的信号具有从接收频率确定的正确频率，并带有适合所选干扰技术的多普勒频移。信号被延迟一定量，使得考虑接收信号的脉冲重复间隔（PRI）和所选干扰技术所需的时间偏移后，每个后续脉冲都位于正确的时间位置。DRFM 随后在接收的第一枚脉冲之后，相干地重发每枚脉冲。
图 8.33 接收到第一枚 BPSK 调制脉冲后，处理器确定码时钟及码中 1 和 0 的序列。然后，它为 1 和 0 创建数字模型。最后，它为每个后续脉冲输出具有正确码的数字信号，并将该信号输出给 DRFM 进行重传，同时施加适当的时间和频率偏移以支持所采用的干扰技术。
8.13.4 对于唯一脉冲¶
现在考虑更具挑战性的要求：再现逐脉冲变化的雷达信号。主要例子是逐脉冲跳频雷达。雷达将伪随机地选择多个频率。此外，可以合理地假设雷达能够感知自身被干扰，并具有“最少干扰频率”模式。在跳频序列中检测到干扰或其他信号的频率将被跳过。这意味着，没有能力测量每枚脉冲频率的干扰器必须覆盖整个跳频范围，无法通过将功率集中在覆盖范围的一部分来最大化其 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\)（即所谓的部分频带干扰技术）。
如果干扰频率带宽被扩展，所实现的 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\) 将按雷达接收机带宽与脉冲跳频范围的比率降低。例如，考虑一个接收机带宽为 \(3-\mathrm{MHz}\)，工作频率为 6 GHz 的雷达。该雷达的跳频范围通常为其工作频率的 \(10 \%\)（即 600 MHz）。跳频范围与接收带宽的比率为：
这将有效 RCS 降低 23 dB。现在考虑一个具有 DRFM 的干扰器，它可以测量每枚接收脉冲的频率。通过知道每枚接收脉冲的频率，它可以在正确的频率上干扰该脉冲，从而避免有效 \(\mathrm{J} / \mathrm{S}\) 的损失。
由于每枚脉冲的频率在到达干扰器之前未知，DRFM 及其相关处理器必须：
- 确定雷达发射频率；
- 生成具有正确频率和时间（包括所选干扰技术的任何频率和时间偏移）的脉冲数字表示；
- 开始在该频率下相干重发。
所有这些操作都在雷达脉冲宽度的一小部分时间内完成，如图 8.34 所示。干扰脉冲的能量按干扰脉冲的持续时间比例减少（即雷达脉冲宽度减去处理延迟时间与原脉冲宽度之比）。例如，如果脉冲宽度为 \(10 \mu s\)，处理延迟时间为 100 ns，则干扰能量的减少为：
仅为 0.04 dB。
图 8.34 如果每枚脉冲都是唯一的，重发脉冲的宽度将被处理延迟时间缩短。
8.14 需要基于 DRFM 的对抗措施的雷达技术总结¶
一些雷达技术对传统干扰器来说很难对抗，包括：
- 相干雷达；
- 前沿跟踪；
- 逐脉冲跳频；
- 脉冲压缩；
- 距离变化率/多普勒频移相关性；
- 目标 RCS 的详细分析。
8.14.1 相干雷达¶
相干雷达期望其皮肤回波落在单一的频率单元内，如图 8.35 所示。这指的是具有滤波器组处理电路的脉冲多普勒雷达。由于非相干干扰器，即使在点干扰模式下，也会将功率扩展到多个滤波器，因此雷达可以检测到干扰，并可能进入“锁定干扰源”模式。同时，非相干干扰会因为相干脉冲处理增益而降低实际实现的 J/S。
由于装备了 DRFM 的干扰器可以生成相干干扰信号，脉冲多普勒雷达对干扰信号提供相同的处理增益，因此无法检测到干扰的存在。这不仅提高了 J/S，还阻止了“锁定干扰源”模式的激活。
图 8.35 相干雷达在信号频率单元内产生皮肤回波，而非相干干扰信号则占据多个频率单元。
8.14.2 前沿跟踪¶
前沿跟踪使距离门拉脱（RGPO）干扰无效，因为干扰脉冲会逐渐相对于雷达皮肤回波延迟。雷达仅使用脉冲的前沿来跟踪目标。由于干扰脉冲的前沿晚于皮肤回波的前沿，雷达会继续跟踪皮肤回波脉冲，忽略干扰脉冲，如图 8.36 所示。根据几何关系，前沿跟踪还可能使雷达忽略由于传输路径较长而延迟的地形反射干扰脉冲。
现代 DRFM 由于具有极短的延迟时间（约 50 ns），可以快速生成干扰脉冲，从而捕获前沿跟踪器。这将使距离门拉脱和地形反射干扰都有效。
8.14.3 跳频¶
跳频，无论是从相干处理间隔（CPI）到 CPI，还是逐脉冲跳频，都要求传统干扰器覆盖雷达的整个跳频范围。（雷达一次只使用一个频率，但干扰器无法得知是哪一个。）这会降低干扰器可产生的 J/S。
通过在每个脉冲的前 50 ns 内测量雷达频率（如图 8.37 所示），装备 DRFM 的干扰器可以生成跟随跳频的干扰信号，覆盖极大比例的皮肤回波脉冲。
8.14.4 脉冲压缩¶
除了提高距离分辨率之外，雷达还会按压缩比相应地降低干扰器能够产生的 J/S。这是假设干扰脉冲没有正确的脉冲压缩调制的前提下。脉冲压缩可以通过脉冲的啁啾（即频率调制）或施加 Barker 码来实现。在任何一种情况下，干扰器能够产生的 J/S 都会按压缩比降低。这可能使干扰效果下降几个数量级。
图 8.36 如果雷达使用前沿跟踪，配备 DRFM 的干扰器可以生成前沿与目标回波匹配的干扰脉冲，匹配精度可在 50 纳秒内。
图 8.37 配备 DRFM 的干扰器可以在前 50 纳秒内捕获频率跳变脉冲的频率，并在相应的干扰脉冲中匹配该频率。
还有其他方法可以产生线性啁啾干扰脉冲，但配备 DRFM 的干扰器可以测量雷达脉冲上的频率调制（线性或非线性调制）。然后，它可以生成频率调制的干扰脉冲，其调制非常接近目标回波脉冲上的调制。
配备 DRFM 的干扰器可以确定接收到的第一个 Barker 码脉冲的比特率和精确数字码。然后，它可以为所有后续的目标回波脉冲生成具有正确 Barker 码的干扰脉冲，如图 8.38 所示。
无论哪种情况，DRFM 都可以在对抗脉冲压缩雷达时，将实现的 J/S 提高几个数量级。
8.14.5 距离变化率/多普勒频移相关性¶
脉冲多普勒雷达可以检测分离目标，并捕获每个目标的距离历史和多普勒频率历史。通过将距离变化率与多普勒频移进行关联，雷达可以区分假目标，从而继续跟踪其真实目标回波（见图 8.39）。
图 8.38 配备 DRFM 的干扰器捕获第一个脉冲上的压缩调制，并生成具有匹配调制的后续脉冲。
图 8.39 配备 DRFM 的干扰器可以生成假目标脉冲，其频率模拟与其距离变化率相匹配的多普勒频移。
配备 DRFM 的干扰器可以同时设置干扰脉冲的脉冲时序和频率，使其与真实回波一致，从而使距离门脱锁（RGPO）、距离门拉入（RGPI）和其他假目标干扰技术有效。
图 8.40 在流水线模式下，DRFM 需要超过一个脉冲间隔的时间来完成生成匹配干扰脉冲所需的处理。
8.14.6 雷达散射截面详细分析¶
对雷达散射截面（RCS）的详细分析使雷达能够在干扰器生成假目标脉冲时，检测目标回波的变化。通过注意这些变化，雷达可以拒绝新引入的干扰信号，并重新获取真实的目标回波。
由于最先进的配备 DRFM 的干扰器可以生成包含多表面 RCS 模式的非常复杂的脉冲，它们能够产生雷达难以识别为假的假目标。
8.14.7 高占空比脉冲雷达¶
当配备 DRFM 的干扰器用于对抗高占空比雷达时，例如在高脉冲重复频率（PRF）模式下的脉冲多普勒雷达，DRFM 可以在重传较早脉冲之前收集第二个脉冲的数据（见图 8.40）。这种流水线模式为生成适当的干扰脉冲参数提供了足够的时间。需要注意的是，高 PRF 雷达通常在单一频率上工作，以增强接收信号的快速傅里叶变换（FFT）处理。因此，一个脉冲与另一个脉冲相同，流水线处理可以成功应用。
Reference¶
[1] Andrews, Oliver, and Smit, "New Modelling Techniques for Real Time RCS and Radar Target Generation," Proceedings of the 2014 EWCI Conference, Bangalore, India, February 17-20, 2014.